通信电路与系统-第九章

第九章第九章数字基带传输系统数字基带传输系统第九章第九章数字基带传输系统数字基带传输系统北京理工大学本章主要内容本章主要内容9-1数字基带传输系统及其组成9-2数字基带信号的码型92数字基带信号的码型9-3数字基带信号的功率谱分析9-5无码间干扰传输条件系性9-6无码间干扰基带系统抗噪声性能9-7眼图97眼图北京理工大学29-1数字基带传输系统91数字基带传输系统‡数字传输方式¾数字基带传输：(第九章)数字基带信号只经过波形变换或形成,不经过调制、解调，而在基带直接传输；它靠基带(第九章)调制、解调，而在基带直接传输；它靠基带信号的波形(电平数)和码型(AMI、HDB3)来表征被传输的数字信息.信号频谱处于基带,信号带宽大于带内中频率¾数字频带传输用数字基带信号调制载波的某个参量(ASK/信号带宽B大于带内中心频率fo¾数字频带传输：(第十章)用数字基带信号调制载波的某个参量(ASK/FSK/PSK)进行传输，并在接收端进行相应的解调；它借助调制、解调器，靠载波参量的解调；它借助调制、解调器，靠载波参量来表征被传输的数字信息.信号带宽B远小于中心频率fo北京理工大学39-1数字基带传输系统91数字基带传输系统‡数字基带传输系统波形形成器有线信道接收滤波器抽样判决数字基带信号判决门限数字基带信号发射滤波器位同步提取干扰噪声n(t)抽样时钟T判决门限VT¾波形形成器：把数字0/1二进制脉冲序列变换成适合信道传输的各种基带波形或码型TsQ:为什么需要波形形成器？A：因为数字基带信号常为二进制脉冲序列，属于单极性码，含有直流和低频成分而有线信道的低频特性较差很难传输零频率附直流和低频成分，而有线信道的低频特性较差，很难传输零频率附近的信号分量，即单极性码不适合信道直接传输，需要转换成适合传输的双极性码或三元码北京理工大学4传输9-1数字基带传输系统91数字基带传输系统‡数字基带传输系统波形形成器有线信道接收滤波器抽样判决数字基带信号判决门限数字基带信号发射滤波器位同步提取干扰噪声n(t)抽样时钟T判决门限VTTs¾发射滤波器：波形形成器输出的码型和波形是以矩形脉冲为基础的，含有高频成分占有很宽的频带为了适合有限带宽的信道传输用发含有高频成分，占有很宽的频带；为了适合有限带宽的信道传输，用发射滤波器滤除高频分量，使之变成平滑的波形¾接收滤波器：在接收端滤除信号在信道传输过程中混入的信道噪声和干扰北京理工大学59-1数字基带传输系统91数字基带传输系统‡数字基带传输系统波形形成器有线信道接收滤波器抽样判决数字基带信号判决门限数字基带信号发射滤波器位同步提取干扰噪声n(t)抽样时钟T判决门限VTTs¾抽样判决器：在抽样时钟的控制下，对接收滤波器输出信号进行抽样并判决确定接收到的信号是”1”还是”0”再生基带信号¾位同步提取：从接收滤波器的输出中提取定时信息，得到抽样时钟和位同步时钟从而保证收发两端码元的同步其功能是告诉抽样判决器并判决，确定接收到的信号是”1”还是”0”,再生基带信号位同步时钟，从而保证收发两端码元的同步；其功能是告诉抽样判决器啥时开始抽样并判决，并使判决结果(得到的码元)维持多长时间(位周期)，然后开始下一轮抽样和判决北京理工大学6)9-1数字基带传输系统91数字基带传输系统‡数字基带传输系统波形形成器有线信道接收滤波器抽样判决数字基带信号判决门限数字基带信号发射滤波器位同步提取干扰噪声n(t)抽样时钟T判决门限VTTs抽样判决的必要性:使用”抽样+判决”,而不是仅用比较器将解调出的基带信号直接与门限电压进行比较得到基带码序列在判决前进行抽样并且仅对抽样值进限电压进行比较得到基带码序列.在判决前进行抽样,并且仅对抽样值进行判决可减少噪声对正确判决的影响北京理工大学79-1数字基带传输系统91数字基带传输系统‡数字基带传输系统接收端得到的波形接收滤波器输出位同步提取输出抽样时钟抽样判决器抽样VT抽样判决器判决北京理工大学89-2数字基带信号的码型92数字基带信号的码型‡9-2-1码型设计的原则基带传输信道低频频率特性不理想因而基带码的频谱中低¾基带传输信道低频频率特性不理想，因而基带码的频谱中低频分量应尽量少¾基带码型应有利于接收端的位时钟同步提取¾基带码型应有利于接收端的位时钟同步提取¾基带码具有一定的内在检错能力¾具有较高的传输效率，即基带码的频谱中高频分量尽可能小具有较高的传输效率即带的频谱中高频分尽能小‡9-2-2二元码A.单极性不归零码(NRZ):用高电平(+A)和低电平(0)分别表示进制信息和二进制信息”1”和”0”B.双极性不归零码:用正电平(+A)和负电平(−A)分别表示二进制信息”1”和”0”制信息”1”和”0”C.单极性归零码(RZ):在一个码元周期内，对应”1”的高电平(+A)维持时间小于码元周期，其余时间均为零电平北京理工大学9(+A)维持时间小于码元周期，其余时间均为零电平9-2数字基带信号的码型92数字基带信号的码型‡9-2-2二元码Ts北京理工大学109-2数字基带信号的码型92数字基带信号的码型‡9-2-2二元码D差分码用编码电平的”跳变与否(是否发生+A和0之间的翻属于”1B1B码”(一位码用一位码表示)D.差分码:用编码电平的”跳变与否(是否发生+A和0之间的翻转)”来代表基带信息”1”和”0”z传号差分码：在基带信息”1”到来时刻，编码电平转换(+A↔0)z传号差分码：在基带信息1到来时刻，编码电平转换(+A↔ 0)z空号差分码：在基带信息”0”到来时刻，编码电平转换(+A↔ 0){}na设:基带二进制序列为{}n{}nd差分码序列为则,传号差分码的编码规则为1−⊕=nnndad⊕dd传号差分码的译码规则为空号差分码的编码规则为1⊕=dad1−⊕=nnndda北京理工大学111−⊕nnndad9-2数字基带信号的码型92数字基带信号的码型‡9-2-2二元码‹NRZ双极性不归零码RZ和差分码‹NRZ,双极性不归零码,RZ和差分码¾功率谱中有丰富的直流分量和低频分量,不适合数字基带传输E.双相码(曼彻斯特码):在每个码元周期内的半码元时刻，编码电E.双相码(曼彻斯特码):在每个码元周期内的半码元时刻，编码电平都有一次”跳变”,即用”10”代表原来的”1”或”0”,用”01”代表原来的”0”或”1”;属于”1B2B码”(一位码用两位码表示)¾属于双极性码功率谱中直流分量很弱适合局域网的数字基带传输设:基带二进制序列为,码时钟序列为{c},双相码序{}na¾属于双极性码,功率谱中直流分量很弱,适合局域网的数字基带传输码时钟时钟序列为{cn},双相码序列为{mn}则,双相码的编码规则为⊕()数字基带信号双相码(Thomas)+Annncam⊕=nnncam⊕=或(Thomas)(IEEE802.4)(Thomas) 双相码(IEEE 802.4)−A+AA北京理工大学12()−A9-2数字基带信号的码型92数字基带信号的码型‡9-2-3三元码¾适合基带系统的编码称为“线路码”或“传输码”这类编码产¾适合基带系统的编码称为“线路码”或“传输码”，这类编码产生的规则和码型特点为：（1）应尽量有利于接收端的位同步时钟提取（1）应尽量有利于接收端的位同步时钟提取（2）无直流分量，低频分量也应尽量少（3）编码传输效率高¾三元码多为数字基带传输使用的“线路码”型A.信号交替反转码(AMI):信源”0”用零电平表示,信源”1”交替用”+A”和”−A”表示;属于1B1T码(一位二进制码用一位三阶码表示)NRZAMI+A−A北京理工大学13−A9-2数字基带信号的码型92数字基带信号的码型‡9-2-3三元码A信号交替反转码(AMI)A.信号交替反转码(AMI)¾优点:AMI码没有直流分量，且低频分量也较弱，编码效率也不低¾缺点:在原码序列连0时没有电平翻转，若原码序列出现较长的连0时，接收端将缺乏位同步提取信息，不利于位同步状态的保持B.三阶高密度码(HDB3)●若AMI码出现“4连0”则在第4个0处插入一个与前一个非0符号同极性●若AMI码出现4连0，则在第4个0处插入个与前个非0符号同极性的“破坏符V”；以便译码时识别出V因AMI码相邻非0符号间都是极性交替反转的,“同极性”破坏符的插入，便于接收端识别与去除但是破坏符加入不应破坏AMI序列整体上的交替反转于接收端识别与去除。但是，破坏符加入不应破坏AMI序列整体上的交替反转，即应保证所有插入的破坏符总是极性交替翻转的●一旦在两个插入破坏位之间有偶数个(奇数个没关系)AMI码的非零符号，为了保证破坏位的加入始终是极性交替翻转的，必须在4连0的第一个0处加入补充破坏修正位B，它的极性与前边相邻的非零符号相反，其后边的破坏位V的极性与B相同，V后边的所有非零符号极性倒相北京理工大学14位V的极性与B相同，V后边的所有非零符号极性倒相9-2数字基带信号的码型92数字基带信号的码型‡9-2-3三元码‹二进制符号序列及波形0110100001000110000010‹二进制符号序列及波形0+1-10+10000-1000+1-100000+10‹对应的AMI码序列及波形01101000010001100000100+1-10+1000+V-1000+1-1000-V0+10‹对应的HDB3码序列及波形两个V之间有奇数个非0符号V的交替反转性满足北京理工大学15两个V之间有奇数个非0符号，V的交替反转性满足9-2数字基带信号的码型92数字基带信号的码型‡9-2-3三元码‹二进制符号序列及波形zV自身满足‹二进制符号序列及波形010000110000110zV自身满足交替反转‹对应的AMI码序列及波形0+10000-1+10000-1+10z±1和±B一起满足交替反转‹对应的HDB3码序列及波形0+1000+V1+1000+V1+10反转z±B和±V,两个V之间有偶数个非0符号V的交替反转性不满足修正为0+1000+V-1+1000+V-1+10只代表作用的不同,其电平和波形与±1两个V之间有偶数个非0符号,V的交替反转性不满足,修正为0+1000+V1+1B00V+110和波形与±1的是一样的北京理工大学160+1000+V-1+1-B00-V+1-109-2数字基带信号的码型92数字基带信号的码型‡9-2-3三元码对A的译码算法就是对其取绝对值运算把±1全变成1z对AMI的译码算法就是对其取绝对值运算,把±1全变成1z对HDB3的译码:只要遇到与前一个非0符合相同极性的符z对HDB3的译码:只要遇到与前个非0符合相同极性的符号,则该符合一定是V符合,将该符号以及它前边三位符号都清0,如此就把所有的V和B全部转成0了,再将剩下的±1全变,,成1北京理工大学179-3数字基带信号功率谱分析93数字基带信号功率谱分析()()tGf↔()()tGf传输数字基带码1采用任意波形g1(t)，0采用任意波形g0(t)，且各自傅里叶变换存在即则数字基带信号的2()(1))(()PffppGfGf=11()()gtGf↔00()()gtGf↔傅里叶变换存在，即,则数字基带信号的功率谱为:连续谱[]20110()(1)()(1)())((())sssssPffppfpGmGffGfpGffmfmδ∞−=−+−−+∑连续谱离散谱m=−∞基带序列0和1出现的概率p=0.5，fs=1/Ts,Ts为码元宽度,基带码为矩形方波⎧≤2/1TtfTπsin)(fG形方波⎩⎨⎧≤=2/02/1)(ssTtTttgsssfTfTTfGππsin)(=↔)(fG0f2f3fs−f−2f−3fsf时域有限,频域无限北京理工大学180fs2fsfs2fs9-3数字基带信号功率谱分析93数字基带信号功率谱分析A.单极性不归零码的功率谱⎩⎨⎧=≠=000)(mTmmfGssssfTfTTfGfGtgtgfGtgππsin)()()()(0)(0)(1100==↔==↔=2⎩=0mTssf[]201102()(1)()(1)())((())sssssPffppfpGmGffGfpGffmfmδ∞−=−