全桥变换器主电路分析

全桥变换器主电路分析王振存2006.041.电源概述本电源，额定电流1000A。主电路采用全桥拓扑结构，两路并联的供电方式。主电路原理框图如图1所示。2.输入整流滤波电路的设计电源交流输入采用三相三线输入方式，经三相桥式整流器输出脉动直流，经直流母线滤波供给后级功率变换电路。输入整流电路如图2所示。C5C6C7R56R55KABRIDGE图1对图中元件说明如下：D1-D6：三相整流桥，PE：输入端保护熔断器，PV压敏电阻；R56缓起电阻，C5、C6、C7：共模滤波电容；KA：接触器，C8直流母线滤波电容：为限制刚开始投入时电解电容充电产生的电流浪涌，在输入整流电路增加了缓起电路。具体工作原理是，电源经外部加电，此时A、C线电压经R56、R55、D1、D2、D5、D6给电容充电，直流母线电压慢慢上升，上升到辅助电源启动电压时，辅助电源工作控制板得电将接触器闭合，将R56、R55短路，缓起动过程结束。输入滤波电容的选择过程如下：取整流滤波后的直流电压的最大脉动值为低交流峰值电压的10％，按照下面步骤计算电容的容量：输入电压的有效值%10380V即342V～418V;输入交流电压峰值：482V～591V；整流滤波后直流电压的最大脉动值：VV2.4810482％＝;整流后直流电压的范围：433.8V～542.8V；电源总功率按50KW计算则等效电阻为76.3500008.4332LR;一般取放电时间常数τ=RLC=(35)T/6故最小电容FC265076.301.0；3.全桥逆变电路工作状况分析3.1工作模态分析电源由全桥逆变器和输出整流滤波电路构成。全桥逆变器的主电路如图2所示，由四功率管Q1Q4及其反并二级管D1D4,和输出变压器（LLK为主变压器漏感），吸收电路，隔直电容等组成。Q1D1C16DR1LDRVinQ3D3C17Q2D2C18Q4D4C19LlkDR2LfR11R13R12R14C3N1N21N22Tr图2在一个开关周期中，电流连续的情况下，全桥变换器共有有4种开关模态。在t0时刻，对应于图3（a）。Q1、Q4导通。电压经Q1、Q4、C3、加到变压器原边。如不考虑Q1、Q4导通压降，同时认为C3短路，有dtdBANVin1能量通过变压器传输到负载。DR1导通，次级电流对磁芯起去磁作用，初级电流仅有很小部分用来磁化磁芯。根据变压器原理，次级在初级的反射电流为22'21iNNi如果激磁电感Lm为常数，激磁电流线性增长，并等于初级电流与次级电流之差：2121'21iNNiiitLViminm（2）开关模态1在t1时刻，对应于图3（b）。Q1、Q4关断。此时原边电流为最大值，由于变压器漏感Llk和次级电感的作用，原、副边电流方向不变，从而使D3、D2续流，变压器原边绕组反激，从而使副边绕组感应电势极性反向，DR2导通，流过DR1的电流减小。当DR1和DR2电流相等时，变压器副边合成磁势为零，于是变压器原边绕组中电流也降为零，此过程结束。（3）开关模态2在t2时刻，对应于图3（c）。Q2、Q3导通。Tr初级的异名端电压为高电平，Tr次级的异名端也力图为高电平。但由于二极管DR2阴极与正流过一半输出电感电流的二极管DR1的阴极相连，在二极管DR2电流增加到能抵消二极管DR1正向电流之前，二极管DR1仍呈低阻导通状态。次级的低阻抗使变压器的初级也呈低阻抗。但由于变压器漏感与初级串联，它阻止初级电流增加，这一过程一直持续到二极管DR1的电流下降到零，在这一过程中Q2、Q3维持饱和导通。二极管DR1在电流降为零后的反向恢复时间内仍呈低阻抗状态。若反向恢复时间为tr，则初级电流会产生过冲(lkrinLtV/)这种过冲电流会使开关管脱饱和，造成降级甚至损坏。另外，输出二极管快恢复时其寄生电容和输出电感谐振，这会引起输出二极管阴极的正弦衰减振荡，即振铃现象，其首半个周期产生的振幅可能超过二极管稳定反压的两倍以上，而使二极管损坏。（3）开关模态3在t3时刻，对应于图3（d）。Q2、Q3关断。同开关模态1。（4）开关模态4在t4时刻，对应于图3（a）。Q1、Q4导通。同开关模态23.2缓冲电路设计3.2.1缓冲电路分析上面分析时，其实是假设开关管开通、关断都是瞬间完成的，但实际情况开关管关断时刻下降的电流和上升的电压有重叠时间，所以会有较大的关断损耗。在使用变压器与开关管串联的拓扑中(buck变换器除外)，由于变压器漏感的影响，在导通瞬间，变压器漏感很大的瞬间阻抗使开关管两端电压迅速下降到零，并减缓了电流的上升率。因此开关管导通时在电流上升的大部分时间里开关管两端的电压基本为零。由电流、电压重叠引起的导通损耗可以忽略。开关管关断时电压和电流的重叠引起的损耗是开关电源损耗的主要部分，即开关管关断时间内的dttVtI。缓冲电路主要有以下作用：1.减小电压和电流过冲；2.限制dv/dt和di/dt；3.改善开关管工作轨迹；4.减少开关损耗；5.减少EMI。图3为本电源单个桥臂的换流过程等效电路图，其中Ls为直流母线布线电感，其值可以按下式进行计算：710432ln2dllL式中，l为导线长度(m)，d为导线直径（m）。L‘f、R’LD分别为变压器副边折算到原边等效电感和电阻。假定续流二极管D1、D3的开通延时为tDON,开关管Q1向二极管D3换流为例，来分析。Q1D1C16VinQ3D3C17ILR11R12LDR'Lf’Q1D1C16VinQ3D3C17ILR11R12LsLsiuL,iuL,iQ1iD3iRSiQ1iD3iRS图31.在t1时开关管Q1关断，由于反并二极管D3有开通延时tDON，在输出电感和杂散电感的作用下电流保持不变，11101RItCIuLDONLQ2.当t=tDON时反并二极管D3导通，这时开关管Q1上的电压由Ls和、R11、C16谐振电路决定。开关管上的电压由下式决定:tCOSeVVatINQsin11式中：R11≤2R’LDa=o1-(/o)2;SLR211;1601CLS;=tan-1(2-x)4-x2=CsCb;LDRRX'11;22inLSbVILC;=tan-1(/a)当t=tm时开关管电压达到最大值：VQ1(t)=Vmax•tm=tan-1(a/)a+-a≥0•VmaxVd=1+1+-1-xexp(-tm)SLR211，=CsCb，LDRRX'11上式表明开关管上电压最大值由上面这三个量来决定，增大缓冲电容、减小杂散电感有助于减小开关管上的电压尖峰。3.2.2缓冲电路参数选择:a.电容的选取CSPOSSCSPSOSsVILCVCILL222/12/1转移到缓冲容的能量的能量漏感式中VSCP为电容充电峰值电压b电阻的选取：22fILPOSRS3.2.3进一步分析与建议由于焊机电源功率较大，采用RC缓冲电路有以下两个问题：1.在开关管关断时不如RCD缓冲网络效果好：2.在开关管开通和关断时均存在电容冲放电，造成缓冲阻功耗大；图4为缓冲电路的实际电路，图中LS1、LS2为缓冲电阻和电容的体电感和缓冲线路杂散电感,LS1、LS2将影响缓冲电路的换流过程，而缓冲电阻通常需要接在散热器上，这势必增加杂散电感，改用RCD缓冲形式将比这好些。LDR'Lf’Q1D1C16VinQ3D3C17IOR11R12iQ1iD3LCp1Cp21SL2SL图44.驱动电路分析4.1M57959L概述M57959L混合集成电路由三菱公司生产，其最高工作频率为40kHz，采用双电源供电（+15V和-10V），输出电流峰值为A2，输入信号电流为16mA，短路保护状态维持时间2mS,M57959L的电路方框图如图5所示。图5M57959L为防止短路，特设有检测与保护电路。其工作原理是IGBT应工作在开关状态，导通时其通态饱和压降较低；在短路故障时，集电极电流迅速上升，使其退饱和，集电极电压随之迅速上升。、利用这一特点，通过检测通态压降来判断是否发生短路。、当集－发电压过高，超过设定值时，短路检测电路动作，启动短路保护动作电路，降低门极驱动信号电压。产生故障信号、驱动外光偶，输出故障信号。为了使IGBT可靠关断，抑制管子集电极与发射集之间的关断尖峰电压，以及减弱通过反转电容的dv/dt的影响，避免管子过压击穿及误导通。这种驱动器设计时采用了“软关断”技术，检测到短路信号后立即降低栅极输入电压，并关断时给予负向偏压。保护电路中设有一定时器，若发生短路保护后1-2mS，输入电平为低电平，保护短路打开控制阀，恢复正常工作。4.2外围电路的典型配置M57959L需要正负电源工作，应用时外围电路的典型配置如图6所示。图6中为单电源供电时外围电路的配置，VCC为25V，负向偏压可用一只稳压管VS与串联的限流电阻RS产生，VS常选用一只10V稳压管，RS常选用k7.2。M57959L的1脚和6脚间常接一只30V的稳压管（VS1），其1脚为IGBT集电极之间接一快恢复二极管VD1。其方向恢复时间要求Strr2.0图64.3抗干扰电容C的选择若2脚悬空，短路保护检测时间常为S6.2，保护动作非常迅速，但反应态灵敏常常引起误动作。为此M57959L可以通过调节2-4脚间的电容C来调节保护时间。图7为室温下，短路检测反应时间与抗干扰电容C之间的关系，对此保护动作时间小于S10，考虑从采样短路信号到实施动作延时，一般选用3300pF图7