IGBT升压斩波电路的设计-2

11设计要求与方案1.1设计要求利用IGBT设计一个升压斩波电路。输入直流电压Ud=50V，输出功率P=300W，开关频率为5KHz，占空比10%到50%，输出电压脉率小于10%。1.2设计方案根据升压斩波电路设计任务要求设计主电路、驱动电路。其结构框图如图1所示。图1在图1结构框图中，控制电路用来产生IGBT升压斩波电路的控制信号，控制电路产生的控制信号传到驱动电路，驱动电路把控制信号转换为加在IGBT控制端与公共端之间，可以使其开通或关断的信号。通过控制IGBT的开通和关断来控制IGBT升压斩波电路工作。控制电路中保护电路是用来保护电路，防止电路产生过电流、过电压现象而损坏电路设备。主电路驱动电路电源触发电路22升压斩波电路设计方案2.1升压斩波主电路电路工作原理原理图本设计为直流升压斩波（boostchopper）电路，该电路是本系统的核心。应为输出电压比较大，故斩波器件选用能够承受大电压和导通内阻小，开关频率高，开关时间小的大功率IGBT管。在IGBT关断时给负载中电感电流提供通道，设置了续流二极管VD。斩波电路主要用于电子电路的供电电源，也可拖动直流电动机或带蓄电池负载等。原理图如下图1所示：图1主电路仿真图左边E为输入直流50V电压,右边为U0斩波电压输出。IG为SG3525输出的PWM斩波信号。V为IGBT，VD为电力二极管，L为电感，C为电容，R为负载。原理分析：首先假设电感L值很大，电容C值也很大。当IG为高电平时，V导通，50V电源向L充电，充电基本恒定为1I,同时电容C上的电压向负载R供电，因C值很大，基本保持输出电压ou为恒值，记为oU。设V处于通态的时间为ont，此阶段电感L上积储的能量为1onEIt。当V处于段态时E和L共同向电容C充电，并向负载R提供能量。设V处于段态的时间为offt，则在此期间电感L释放的能量为01()offUEIt。当电路工作于稳态时，一个周期T中电感L积储的3onoff0offoffttTUEEtt＝TofftE-11E1U0offtT能量于释放的能量相等，即101()onoffEItUEIt(2-1)化简得(2-2)上式中的off/1Tt，输出电压高于电源电压。式（2-1）中off/Tt为升压比，调节其大小即可改变输出电压oU的大小。——升压比，调节其即可改变0U。将升压比的倒数记作β，即和导通占空比，有如下关系：1(2-3)因此，式（2-2）可表示为：(2-4)升压斩波电路之所以能使输出电压高于电源电压，关键有两个原因：一是L储能之后具有使电压泵升的作用，二是电容C可将输出电压保持住。在以上分析中，认为V处于通态期间因电容C的作用使得输出电压Uo不变，但实际上C值不可能为无穷大，在此阶段其向负载放电，U。必然会有所下降，故实际输出电压会略低于理论所得结果，不过，在电容C值足够大时，误差很小，基本可以忽略。42.2触发电路的设计电路主要用来驱动IGBT斩波。产生PWM信号有很多方法，但归根到底不外乎直接产生PWM的专用芯片、单片机、PLC、可编程逻辑控制器等本电路采用直接产生PWM的专用芯片SG3525.该芯片的外围电路只需简单的连接几个电阻电容，就能产生特定频率的PWM波，通过改变IN+输入电阻就能改变输出PWM波的占空比，故在IN+端接个可调电阻就能实现PWM控制。为了提高安全性，该芯片内部还设有保护电路。它还具有高抗干扰能力，是一款性价比相当不错的工业级芯片。为了减少不同电源之间的相互干扰，SG3525输出的PWM经过光电耦合之后才送至驱动电路。其电路图如下图2所示：图2PWM触发电路工作原理：通过R2、R3、C3结合SG3525产生锯齿波输入到SG3525的振荡器。此时形成脉冲信号，再将脉冲信号通过SG3525AN的OUTA、OUTB端输出整流，送到光电耦合器去将信号放大。52.3触发脉冲的放大脉冲的放大电路如图3所示。脉冲信号经过光电耦合器U2隔离输出，最后经过Q2放大输出到IGBT的门极g图3脉冲放大电路工作原理：其产生的PWM信号由OUTA、OUTB输出，通过PWM触发电路调节R7可以改变占空比。输出的PWM信号通过二极管D6、D7送至光电耦合器U2，光耦后通过驱动电路对信号进行放大。放大后的电压可以直接驱动IGBT。此电路具有信号稳定，安全可靠等优点。因此他适用于中小容量的PWM斩波电路。62.4驱动电路设计2.4.1驱动电路原理图IGBT是电力电子器件，控制电路产生的控制信号一般难以以直接驱动IGBT。因此需要信号放大的电路。另外直流斩波电路会产生很大的电磁干扰，会影响控制电路的正常工作，甚至导致电力电子器件的损坏。因而还设计中还学要有带电器隔离的部分。具体来讲IGBT的驱动要求有一下几点：1）动态驱动能力强，能为IGBT栅极提供具有陡峭前后沿的驱动脉冲。否则IGBT会在开通及关延时，同时要保证当IGBT损坏时驱动电路中的其他元件不会被损坏。2）能向IGBT提供适当的正向和反向栅压，一般取+15V左右的正向栅压比较恰当，取-5V反向栅压能让IGBT可靠截止。3）具有栅压限幅电路，保护栅极不被击穿。IGBT栅极极限电压一般为土20V，驱动信号超出此范围可能破坏栅极。4）当IGBT处于负载短路或过流状态时，能在IGBT允许时间内通过逐渐降低栅压自动抑制故障电流，实现IGBT的软关断。驱动电路的软关断过程不应随输入信号的消失而受到影响。这里，我是使用了EXB841集成电路作为IGBT的驱动电路。EXB841芯片具有单电源、正负偏压、过流检测、保护、软关断等主要特性，是一种比较典型的驱动电路。当EXB841输人端脚14和脚15有10mA的电流流过时，光祸ISO1导通，A点电位迅速下降至0V,V1和V2截止;V2截止使D点电位上升至20V,V4导通，V5截止，EXB841通过V4及栅极电阻Rg向一个IGBT提供电流使之迅速导通。控制电路使EXB841输入端脚14和脚15无电流流过，光藕ISO1不通，A点电位上升使V1和V2导通;V2导通使V4截止、V5导通，IGBT栅极电荷通过V5迅速放电，使EXB841的脚3电位迅速下降至0V(相对于EXB841脚1低5V)，使IGBT可靠关断。设IGBT已正常导通，则V1和V2截止，V4导通，V5截止，B点和C点电位稳定在8V左右，Vzi不被击穿，V3截止，E点电位保持为20V，二极管VD6截止。若此时发生短路，IGBT承受大电流而退饱和，uce上升很多，二极管VD7截止，则EXB841的脚6悬空”,B点和C点电位开始由8V上升;当上升至13V时，VZ，被击穿，V3导通，C4通过R，和V3放电，E点电位逐步下降，二极管VU6导通时D点电位也逐步下降，使EXB841的脚3电位也逐步下降，缓7慢关断IGBT。对于EXB841，它本身存在一些不足之处。例如过流保护阈值过高，保护存在盲区，软关断保护不可靠，负偏压不足，过流保护五自锁功能等。为此，对驱动电路进行了一些优化，还增加了故障信号封锁电路。这些主要都是为了加强对电路的保护，属于保护电路的范畴。驱动电路原理图如图4所示。图4驱动电路原理图82.4.2驱动保护电路分析保护电路主要是依靠EXB841及其相配合的故障信号封锁电路。下面便来做具体分析。驱动电路中VZ5起保护作用，避免EXB841的6脚承受过电压，通过VD1检测是否过电流，接VZ3的目的是为了改变EXB模块过流保护起控点，以降低过高的保护阀值从而解决过流保护阀值太高的问题。R1和C1及VZ4接在+20V电源上保证稳定的电压。VZ1和VZ2避免栅极和射极出现过电压，电阻Rge是防止IGBT误导通。针对EXB841存在保护盲区的问题，可如图4所示将EXB841的6脚的超快速恢复二极管VDI换为导通压降大一点的超快速恢复二极管或反向串联一个稳压二极管，也可采取对每个脉冲限制最小脉宽进行封锁，从而保证软关断的顺利进行。该电路解决了EXB841存在的过电流保护无自锁功能这一问题。针对EXB841软关断保护不可靠的问题，可以在EXB841的5脚和4脚间接一个可变电阻，4脚和地之间接一个电容，都是用来调节关断时间，保证软关断的可靠性。针对负偏压不足的问题，可以考虑提高负偏压。一般采用的负偏压是-5V，可以采用-8V的负偏压(当然负偏压的选择受到IGBT栅射极之间反向最大耐压的限制)。图4下半部分所示为3故障信号的封锁电路。当IGBT正常工作时EXB841的5脚是高电平，此时光耦6N137截止，其6脚为高电平，从而V1导通，于是电容C6不充电，NE555P的3脚输出为高电平，输人信号被接到15脚，EXB841正常工作驱动IGBT。当EXB841检测到过电流时EXB841的5脚变为低电平，于是光耦导通使V1截止，+5V电压经凡和R4对几充电，R5和R，的总阻值为90KΩ,C6为100pF，经过5us后NE555P的3脚输出为低电平，通过与门将输人信号封锁。因为EXB84从检测到IGBT过电流到对其软关断结束要10ms，此电路延迟5us，工作是因为EXB841检测到过电流到EXB841的5脚信号为低电平需要5us，这样经过NE555P定时器延迟5ms使IGBT软关断后再停止输人信号，避免立即停止输人信号造成硬关断。93参数计算、电路设计及波形分析3.1参数选择和计算根据设计要求，我选择选大小为50V的直流电压源，选取升压斩波电路的占空比为10%-50%。因此，输出电压55-100V，输出功率2ooUPR。又因为要求输出功率为300W，可计算出负载电阻。电压控制电压源和脉冲电压源可组成IGBT功率开关的驱动电路。在控制开关开通期间ont，电流从电源正极流出，经过电感从开关流回电源负极。电容C向R供电，输出电压oU上正下负。电源电压iU全部加到电感两端LiuU，在该电压作用下，电感电流Li线性增长。在导通之间内，电感电流增量为：0ontiiiLonUUUidttTLLL①在控制开关关断期间offt，Li经二极管流出，电感电压极性将变成左负右正，认为电感很大，Li不变。这样，电源和电感同时给电容C和负载R供电，负载两端电压仍是上正下负。电感电压0LiouUU，电感电流Li线性减小。在关断时间offt内，电感电流减小量的绝对值为：1onToioiLtUUUUidtTLL②当电路工作在稳态时，电感电流Li波形必然周期性重复，开关导通期间电感电流Li的增量等于开关断开时电感电流Li的减少量，即LLii联立①②式可得输出电压：11oiUU③由上式可知，是一个小于1的数，故输出电压比输入电压大。从能量守恒角度分析（假设电感足够大，电流平直），电路达到稳态时，电感在开关开通期间吸收的能量（ionUIt）与开关关断期间释放的能量（()oioffUUIt）相等。列出等式：()ionoioffUItUUIt解得011iUU下面确定电流连续的临界条件：oooITUTQUCCRC10如果在T时刻电感电流Li刚好降到0。则为电流连续与断续的临界工作状态。此时2Lii④升压斩波电路的输入输出功率分别为：iiLPUI、oooPUI忽略损耗，有ioPP，于是⑤联立式①④⑤式得临界电感值为⑥电容在关断期间释放的能量与开通期间吸收的电荷相等，oQIT则电压变化量,则ooUTCRU·要求脉动率10%，取10%,oU可决定脉动率。若取其他占空比时各参数值的计算方法与此一致，不同占空比时各个参数的值如表1所示。表1不同占空比时各个参数的值占空比输出电压U0（V）负载R（Ω）电感值（H）电容值C（F）10%55108×10-52.0×10-530%78202.94×10-46×10-550%100333.75×10-41.0×10-4011LooiUIIIU2(1)2CRLT113.2仿真电路设计用Multisim软件画出电路图如下：图5仿真电路图在对应的元器件上修改参数，完成参数的设置。对于在不同的占空比时，其