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关于放大器极、零点与频率响应的初步实验1．极零点的复杂性与必要性一个简单单级共源差分对就包含四个极点和四个零点，如下图所示：图1简单单级共源全差分运放极零点及频率、相位响应示意图上图为简单共源全差分运放的极零点以及频率响应的示意图，可以看到，运放共有四个极点，均为负实极点，共有四个零点，其中三个为负实零点，一个为正实零点。后面将要详细讨论各个极零点对运放的频率响应的影响。正在设计中的折叠共源共栅运算放大器的整体极零点方针则包括了更多的极零点（有量级上的增长），如下图所示：图2folded-cascodewithgain-boostingandbandgapall-polesdetails图3folded-cascodewithgain-boostingandbandgapall-zerosdetails从上述两张图可以看到，面对这样数量的极零点数量（各有46个），精确的计算是不可能的，只能依靠计算机仿真。但是手算可以估计几个主要极零点的大致位置，从而预期放大器的频率特性。同时从以上图中也可以看到，详细分析极零点情况也是很有必要的。可以看到46个极点中基本都为左半平面极点（负极点）而仿真器特别标出有一个正极点（RHP）。由于一般放大器的极点均应为LHP，于是可以预期这个右半平面极点可能是一个设计上的缺陷所在。（具体原因现在还不明，可能存在问题的方面：1。推测是主放大器的CMFB的补偿或者频率响应不合适。2。推测是两个辅助放大器的带宽或频率响应或补偿电容值不合适）其次可以从极零点的对应中看到存在众多的极零点对（一般是由电流镜产生），这些极零点对产生极零相消效应，减少了所需要考虑的极零点的个数。另外可以看到46个零点中45个为负零点，一个为正零点，这个正零点即是需要考虑的对放大器稳定性产生直接影响的零点。以上只是根据仿真结果进行的一些粗略的分析，进一步的学习和研究还需要进行一系列实验。1．单极点传输函数——RC低通电路首先看一个最简单的单极点系统——RC低通电路，其中阻值为1k，电容为1p，传输函数为：sRCsH+=11)(则预计极点p0=1/（2πRC）=1.592e8Hz，仿真得到结果与此相同。而从输出点的频率响应图中可以得到以下几个结论：图4一阶RC积分电路1）-3dB带宽点（截止频率）就是传输函数极点，此极点对应相位约为-45°。2）相位响应从0°移向高频时的90°，即单极点产生+90°相移。3）在高于极点频率时，幅度响应呈现-20dB/十倍频程的特性。图5一阶RC电路极点与频率响应（R=1kC=1p）2．单极点单零点系统——CR高通电路简单的一阶CR电路，阻值/容值不变，传输函数为sRCsRCsH+=1)(预计系统存在单极点p0=1/2πRC，单零点z0=0，仿真得到单极点1.592e8Hz，单零点8.835e-6Hz，极点位置同RC电路，零点位置可以理解为一个无限趋近于零的值。从频率响应曲线中同样有以下结论：图6一阶CR电路图7一阶CR电路幅频、相频响应（C=1pR=1k）1）频率为0Hz（零点）时幅度为0（换算为dB时为负无穷大，故零点只能用一个ε小数表示），-3dB带宽（下截频）即为极点所在，对应相位45°。2）相位响应从90°移向高频时的0°，即单极单零系统产生-90°相移。（可以这样理解，零点使系统已经从极低频的180°相移并稳定到90°，然后单极点最终产生-90°相移，使相位最终稳定在0°）3）零点频率之上，极点频率之下，幅度响应为+20dB/十倍频，极点频率之上为0dB。结合单极点系统-20dB/十倍频的幅度响应特性可知，零点产生+20dB/十倍频的特性，并且极零点对幅度响应的影响可以叠加。（证明：)1lg(*20||sRCsRCdBAv+=极低频时，极点不起作用，即1sRC从而)lg(*20)1lg(*20)lg(*20||sRCdBsRCdBsRCdBAv≈+−=于是|Av|=20dB*lg(s)+C（即低频时为+20dB/十倍频）高频时，sRC1，从而11≈+sRCsRC，于是|Av|=0。）3．两阶RC系统以上看到的一阶RC/CR电路均为最简单的非线性系统。R和C的任意组合将可能产生极为复杂的系统，分析其传输函数将是一个求解高阶线性方程组的过程，使得精确的手算分析基本不可能。但是对于实际应用的单极或多极放大器来说，其RC拓扑结构有其特殊性，一般都是π形电容结构，如下图：这相当于一个两级放大器的电容电阻负载图。其中两纵向电容为两级放大器的容性负载，横向电容为包括Cgd结电容和补偿电容在内的密勒电容。而且一般来说横向电容的值远大于两纵向电容。这将可能使两个极点的位置相隔较远，从而可能可以采用某种近似来估算。因此研究这样一个系统有实际意义。（注意一个单纯这样的网络只图8π形RC网络是一个微分器高通网络，适合放大器的两级π模型还应该加上一个压控电流源。首先考察没有横向电容，仅有两个纵向电容的情况。原理图如下：图9两阶RC网络这个原理图同上述π网络稍有不同。注意到如果R2不是横向连接的话系统将为单极点系统（两个C并联为一个电容）。为了使实验结果更加清晰，对这两个电容做了量级上的处理，即两纵向电容值分别为1u和1p，电阻值均为1k。这样做的理由是使两个极点分离得比较远。仿真得到系统包含两个极点1.592e2Hz以及1.592e8Hz，正好分别是和。对于这个系统尚可用手算精确求得极点所在。运用KVL和KCL，最后求解极点方程：111)2(−CRπ122)2(−CRπ01)1(221111212212=++++CRCRCRCCRCCss在C1C2的假设下，这个方程的解可以近似得到为1/R1C1和1/R2C2，与仿真结果相同。但是应该看到，在两级时间常数相近的情况下，无法运用以上近似。该传输函数的频率响应图如下：图10两阶RC系统幅频、相频响应图从上图中可以得到以下结论：1）低频时幅度为0，相位也为0°；-3dB带宽为159Hz，即为第一极点所在（称为主极点），主极点对应相位为-45°；主极点之后的一段幅度响应呈现-20dB/十倍频特性。这些结论同前面得到的结论类似。2）由于经过设计，使两个极点分离较远，因此在频率f满足p0fp1时，相位响应为-90°的平台，这是由于主极点的相位移动作用产生。3）幅度响应曲线存在明显的拐点。第二极点处（次极点）对应相位为-135°，即在-90°平台的基础上再次移动-45°，在幅度响应对应次极点处向上移动3dB，可以看到近似为幅度响应曲线的拐点所在。该拐点对应的相位点无明显特征。4）次极点之后的幅度响应呈现-40dB/十倍频的特征，可以证明为两个极点对幅度响应的效果的叠加。对相位响应，在经过一定的相移之后相位响应稳定于-180°可以预期每个极点将使相位响应最终相移-90°。根据上述得到的幅频、相频响应曲线可以进行一些推测和思考。1）由于极点对幅度响应的影响表现为-20dB/dec，因此对一个实际的放大器来说，如果知道了低频增益Av和主极点，如果在主极点和第二极点之间不存在其他极零点的影响（关键是主极点和次极点之间不存在一个正零点），那么知道了Av和主极点，就可以对放大器的单位增益带宽做一个预期，如采用-20dB/dec或-6dB/octave估算。但从根本上这样估算的理由是放大器的带宽增益积是一个常数。2）值得注意的是放大器的单位增益带宽点不是也不应该是次极点，与相位的对应（关系到相位裕度）也没有直接的关系。相关实验将在后面说明。3）回想相位裕度的定义是放大器在单位增益带宽处对应的相位值同-180°（-180°还是0°需要看低频相位）的差。因此，如果放大器的单位增益带宽恰好就是次极点的所在，那么相位裕度为45°，正好够了闭环稳定性的下限。考虑到实际中45°的取值是绝对不够的，应该提供更大的相位裕度如65°，则单位增益带宽点应该在次极点之内。——这也是单位增益带宽不应该是次极点的理由。同时可以推论，次极点实际决定了放大器的最大带宽。因此，如果AC仿真的带宽范围是从低频到单位增益带宽处，应该看到-20dB/dec才是理想情况（实际中可能包含极零点对，这样的响应很难得到）。4）进一步推论：由于单极点系统相位最终将停留在90°，故单极点系统总是闭环稳定的，即相位裕度至少为90°。4．单级共源、电阻负载、有输入阻抗的单管放大器频率响应左图是一个单级共源放大器，为了将问题简单化，没有采用实际中使用的有源负载或者二极管负载。这样可以减少负载管结电容的影响。Rs为信号源内阻，在计算放大器频率响应时，一般会用到密勒定理，即对于连接输入和输出的电容（相当于反馈电容，本例中为Cgd）Cf来说，当考虑输入端时间常数时，等效为输入端并联一个电容为Cm=（1+|Av|）Cf的电容，同时可以取消反馈电容；而考虑输出端时间常数时，等效为在输出端并联一个电容为fMCAvC)||11(−=的电容。这样可以化为两个简单的一阶RC系统进行估算，将问题简化。不过应该注意的是两个等效（输入端和输出端）不能同时使用，即当估算输入端时间常数时，输出端仅应并联实际的负载电容，不应再考虑Cm=（1-1/Av）Cf电容的影响。而且应注意密勒定理仅能用来快速估算输入、输出时间常数，而将会漏掉一个零点，即密勒定理只考虑了极点情况而没有考虑零点情况。但在实际应用中，密勒定理仍有实际价值，因为对放大器的频率响应常常更关心极点的情况。首先采用密勒定理估算放大器的极点情况。采用analogLibn33模型仿真。输入nmos管为8u/0.4u，Rs=100k，负载电阻RL=5k。低频增益|Av|=6.2，mos管跨导gm=1.33485m。其中由仿真得到输入电容Cgs=11.3661f，Cdb=1.09277a，Cgd=3.0496f，Cgb=1.04188f。仿真得到两个极点，分别为：p0=4.61588e7Hz，p1=1.15656e10Hz，得到一个零点为z0=6.82626e10Hz。对于输入端，输入电容为Cin=Cgs+Cgb+Cgd（1+|Av|）=34.3651fF于是7631.43651.34*100*21210efkCRpins===ππ（Hz）输出端电容为Cout=Cdb+Cgd(1-1/Av)=2.558f于是10244.1558.2*5*21211efkCRpoutL===ππ(Hz)可见上述估算基本同仿真结果相近。（问题：上面采用的模型为analogLibn33模型（ms018_v1p6_spe.lib:sectiontt）这是一个比较理想的模型。但当采用Print-〉DCOperatingPoint查看mos管电容参数时，发现对同一参数存在两个不同的电容值，例如对于栅漏交叠电容Cgd来说，理想情况下应该Cgd=Cdg，但实际列出的参数中同时包括Cgd和Cdg两个电容而且电容值不相同，不仅如此，对于mos管的各寄生电容均存在上述现象。特别是当选用实际与工艺相结合的仿真库Chartered时，某些参数差别还比较大。下面列出了对于同一W/L的nmos管，三种仿真库下各寄生电容的值的一个初步比较：表1三种工艺相同W、L下管寄生电容值的比较analogLibn33Charterednmos_3p3TSMCnchCgs11.3661f12.1048f16.6876fCsg10.5613f7.74032f15.9375fCgd3.0496f1.72643f2.29285fCdg3.0669f5.23175f2.37264fCdb1.09277a992.412a2.22305aCbd4.43654a10.191a13.3451a对于Cgd和Cdg存在两种名字，仿真器说明文档里给出的解释是dggddVdQC=，gddgdVdQC=。其他情况以此类推，包括列出的参数中包括的Cgg、Cdd、Css、Cbb等一系列电容。对于同节点电容电容值有差别的原因，一方面可以采用上述公式加以解释，另一方面，还有更极端的例子，如针对40u/2u大尺寸nmos管，见下面列表：表2成对电容参数的显著性差别示例analogLibn3