在线式UPS逆变器的研究

第4章在线式UPS逆变器的研究38第4章在线式UPS逆变器的研究逆变器作为不间断电源的输出环节，负责将直流电能转换为用户所需的高质量的交流电。逆变器设计的好坏在UPS中至关重要，因为它直接与用户连接。为了获得很好的性能，就UPS逆变器的结构、SPWM调压方法和最后介绍了如何用TMS320LF2407DSP芯片实现倍频单极性SPWM调压方法。4.1单相逆变器结构单相逆变器的电路的主要结构有，推挽逆变电路，半桥逆变电路，全桥逆变电路等。推挽逆变电路由于采用陶铁磁铁心(在高频率工作环境下，具有低功率的损失)，其低的磁通密度值，只要小的直流偏压值，就会导致变压器趋向饱和，造成不平衡现象，容易使得功率管过电流。与全桥逆变器相比，逆变器采用半桥结构可节省两只功率开关管，但直流电压的利用不高，要输出220V的交流电压就要使用至少620V直流电压会增加功率管的应力。半桥电路多用在输出功率较小、直流母线电压较高的场合。全桥逆变器比较适合运用在大功率场合。半桥逆变器和全桥逆变器虽然在主电路拓扑上有所不同，但是它们的工作原理和控制方法大致相同，本文选择的主电路是全桥逆变电路，有必要对它的大致工作原理进行介绍。图4.1单相全桥逆变电路主要波形第4章在线式UPS逆变器的研究39分别是四个功率管的驱动电压波形，和的波形是互补的。当为高电平时，不妨设电流IL为正，T1,T3导通。电流流向为电源正极电源负极，此时电压为Uin.一段时间后变为低电平T1,T3关断,电平变高，若电流IL为正，电流流向为电源负极电源正极，这时电压为;若电流iL为负侧电流流向为电源正极电源负极，这时电压为-Uin。所以逆变器输出波形为图4.1它的平均电压如虚线。通过改变功率管驱动电压波形便可以得到成正弦变化的平均电压。这就是下面要讨论的正弦波脉宽调制技术。逆变器输出电压的调节一般来说有三种方式，即直流端调压、逆变器内部调压和输出端调压。逆变器内部调压方式兼具变频和调压功能，结构简单，调节速度快，转换效率和功率因数高，是一种比较理想的方式。PWM(脉宽调制)技术是通过控制输出电压的脉冲宽度，将直流电压调制成等幅宽度可变的系列交流输出电压脉冲，来控制输出电压的有效值，并控制电压谐波的分布和抑制谐波。PWM技术可以迅速的控制输出电压，动态响应好并可有效地抑制谐波，较之其它调压方式在输出电压质量和效率方面有着明显的优势，因而得到了广泛的应用，应用技术也日臻完善。PWM波根据产生方法的不同，大致可以分为:矩形波PWM，正弦波PWM(SPWM)，按谐波抑制原理的PWM，自适应电流控制PWM四类，这四种方式各有优缺点，适用于各种不同的场合。本文的工作主要是针对在线式正弦波UPS逆变器，下一节主要讨论逆变器的SPWM调压方法。4.2SPWM控制方法的实现4.2.1SPWM调压方法简介SPWM(正弦脉宽调制)技术是通过控制输出电压的脉冲宽度，将直流电压调制成等幅、宽度按正弦规律变化的系列交流输出电压脉冲，来控制输出电压的有效值，并控制电压谐波的分布和抑制谐波。SPWM技术可以迅速的控制输出电压，动态响应好，并可有效地抑制谐波。SPWM调制技术包括双极性SPWM、单极性SPWM、倍频单极性SPWM三种调制技术。双极性SPWM调制具有输出电压调节方便，谐波含量低。但同时它又存在着一些缺点如直流电压利用率低，器件开关损耗高，工作可靠性不高。第4章在线式UPS逆变器的研究40单极性SPWM调制方法下，下桥臂的两个开关管的工作频率很低(等于调制波频率)，所以可以选择低频开关管，其开关损耗大约只有双极性调制方式的1l2。对于逆变桥输出电压的谐波含量，通过计算机数值分析得到的结论是单极性调制小于双极性调制。在单极性调制方式下，如果负载比较轻，可能会出现电感电流断续现象，而在双极性调制方式下不会出现这种现象。倍频单极性SPWM调压方法的优点在于:在同样的开关频率下，输出电压uab的脉动频率提高了一倍，输出滤波电感的纹波电流频率提高了一倍，因此只需要较小的电感和电容滤波器件，就可以起到同样的滤波效果。上述的三种SPWM调压方法都可以用数字方式方便的实现，由于倍频单极性SPWM调压方法的明显的优点，本文就这种调制方式进行分析。对于逆变器主电路，采用这种调制方式的就称为倍频式SPWM逆变器。所谓的倍频电路是指输出电压的载波频率是逆变桥的功率器件开关频率fc的2倍，这样倍频技术能够缓和谐波抑制与效率之间的矛盾。也就是用两个频率、幅值相同、相位相反的正弦波和载波三角波交截产生两个控制信号，分别加在逆变桥的功率管的控制极，下管和上管互补导通，则每个桥的等效载波频率为fco以一单相逆变桥为例，直流母线电压为Uin，调制波为ug=Ugmsinwt，它的频率f决定了输出电压的基波频率，f又称调制频率。U。是频率为fc的三角波，fc又称载波频率，它决定了逆变器的开关周期。为了更为方便地讨论，首先介绍两个重要定义:幅度调制比M和频率调制比Ke用两个频率、幅值相同、相位相反幅值为Ucm的三角载波与调制波交截产生两个控制信号，分别加在逆变桥的两个上管，下管和上管互补导通，则每个桥的等效载波频率为2fc,M为调制波和三角波的幅度调制比，频率调制比K是调制波和三角波的频率的比值。M=Ugm/UcmK=2fc/f(4-1)其中Ugm和Ucm分别表示调制信号和三角波信号的峰值。uab为逆变器输出电压，其实由下图可以看出，uab可以看成是载波频率为2fc的三角波的单极性SPWM调制所得到的输出的载波。当uguc时uab为高电平，否则uab为低电平，uabl为输出电压的基波分量。SPWM具有以下两个特点:1、输出电压基波幅值随调制比M的变化连续可调输出，在K值较高条件下，uabl第4章在线式UPS逆变器的研究41和M间有线性关系，且与K值无关。2、当K值较低时，调压的线性度变差，uabl的实际值高于线性值，且M值越大，偏差量亦越大。在满足M=1，并且K1的情况下，输出电压基波分量的峰值正比于M，并可表示为:(4-2)图4.2SPWM调制波形图采用倍频调制方式的逆变桥的输出电压傅里叶分析如下(4-3)(4-5)第4章在线式UPS逆变器的研究42式中分别表示单相逆变桥的两个桥臂中点相对于输入电源中性点的电位差;M’为相对载波的谐波次数;n为相对调制波的谐波次数。所以单相逆变桥的输出为(4-6)由上式可知m’只能为偶数，n只能为奇数。(4-7)从上式可知，倍频SPWM单相全桥的输出电压波形中谐波分布为一系列中心频率谐波，以函数下降的边缘为谐波，最低次谐波群的中心频率为。当K较大时，用很小的输出滤波器，输出波形就可以达到完美无谐波的程度。频率最低的一个频带，其中心频率为基波频率f是载波频率fc的2倍，由于边频谐波幅值自中心频率向两侧衰减，因此，若K值较高，则各频带之间的“距离，较远，边频谐波幅值在接近基波以前就衰减为零，无混叠现象产生，基波的幅值完全由M控制并呈良好的线性关系。4.2.2SPWM控制信号模拟器件的实现三角波为载波，正弦波为调制波，当载波频率比调制波频率大得多时，可以近似认为在一个载波周期，调制波电压不变，设为Ug，而三角波的幅值为士Ucm。则此时比较后的脉冲波形的占空比为用该波形去触发T1,T3，而用它的反相波形去触发T2,T4，则得到一个双极性的SPWMg波形。在一个载波周期它的平均电励~旦呈，当Ug/Ucm成正弦变化时，显然该平均电压也成正弦形式，而且通过调节正弦波发生器的信号Ug的幅度和频率我们可以对逆变器的输出电压进行调节。第4章在线式UPS逆变器的研究43图4.3模拟器件SPWM波的形成框图4.2.3DSP数字化SPWM波形的实现知道模拟PWM的发生原理后，数字SPWM的发生原理也就比较容易理解了。数字SPWM发生的基本原理如下:在每个开关周期(定时器的中断周期)，DSP程序根据查表指针从参考正弦波表中获得相应数字量，并将它赋值给比较寄存器CMPRx，同时查表指针加1,在一个正弦波周期结束时将查表指针复位至参考正弦波表的首地址。值得注意的一点是，由于定时器的计数值始终是正的数值，因此，正弦波数字量必须加上一个直流偏移量。举个例子，假设定时器工作在0一500一0的连续增减方式，如果SPWM的幅度调制比为0.9，则正弦波的峰峰值为500*90%=450，标准正弦波的变化范围为:225-0-255，加上偏移量500/2=250，偏移后的正弦波的变化范围为:25-250-475，在程序空间中可以预先存储加了偏移后的正弦波数据表，这样就可以方便地实现SPWM波形。参考正弦波数据表的产生可以通过一个简单的C语言程序实现，此处不再赘述参考正弦波数据表的长度N在数值上与频率调制比K相等，本文逆变器采用的开关频率为lOKHz，调制波的频率即输出电压的频率为50Hz，因此N=200。同时，我们还要注意一个问题，就是对于逆变器开关器件而言的话，就是如何让要得到的脉宽，在DSP芯片当中实现了。要想线性系统一样，一一对应起来那是不可能的，所以这就有一个数字控制精度的问题，分析一下如何去解决这个问题。第4章在线式UPS逆变器的研究44数字PWM的分辨率指得是其最小变化量与输出满幅值的比值，实际上就是PWM信号的最小占空比D-}n假定数字PWM的频率为fc，即开关周期Tc=1/fc，再设DSP芯片的计数频率为fo，则计数一次的的时间To=1/fo，这样数字PWM的分辨率:(4-8)开关频率:由此可见，在一定的计数频率下，开关频率与数字PWM的分辨率是成反比的，开关频率越高，分辨率越低。在分辨率一定的情况下，要提高开关频率，就必须提高DSP芯片的计数频率，就非对称PWM而言，也就是要提高DSP的速度。上述开关频率和PWM分辨率的关系是成立的，至于对称PWM，情况有些不同。在同样的开关频率下，当CMPRx的变化幅度为1时，非对称PWM的有效脉宽变化为To;而对称PWM由于其中心对称性，有效脉宽变化为2To。因此对称PWM的分辨率，即最小占空比:(4-9)开关频率:在同样的开关频率条件下，非对称PWM的分辨率高于对称PWM的分辨率，但是与对称PWM方式相比，采用非对称PWM方式的逆变桥的输出电压谐波含量较高。本文使用的DSP芯片TMS320LF2407的计数频率fo=20MHz，逆变器的开关频率fo=lOKHz，若采用对称PWM方式其分辨,这样的PWM分辨率基本上可以满足UPS逆变器的控制精度要求。因此本文的逆变器控制采用了对称PWM方式。4.3逆变器的等效模型的建立在建模时如何处理负载的变化特性是建模的关键所在。如果假定负载为阻性，模型很简单，但实际中大多为非线性负载，存在建模偏差。这里采用的方法是将负载电流作为外部扰动输入量，这样就变成了一个双输入单输出的系统，由此建立的模型简单且实用。取负载电压Uo，和滤波电容C上的电流IC为状态变量，逆变器的输出Uab为输入变量，可得到如下状态方程(4-10)第4章在线式UPS逆变器的研究45经变换得到状态方程的矩阵形式:(4-11)其中:(4-12)由此可见，这是一个双输入、单输出的二阶线性系统。负载电压Uo为控制输入，而将负载电流视为扰动输入。因为R为负载等效阻抗。若输出负载为阻性，则R为负载阻值;若输出负载为整流性非线性负载，则R为其等效的阻抗值，通常这样的阻抗值是被视为不确定的。所以输出电流io波视为扰动而引回系统中。这样的话，对于任何类型的负载而言，只要把它当作一种对系统的扰动重新作为系统的输入量。把状态方程进行拉氏变换，便可得到逆变器的传递函数，这里从略。将逆变器的各个变量用拉氏变换来代替，就可以得到逆变器的等效模型图。图4.4单相逆变器等效模型图由上图可以知道输出电压对扰动的传递函数和逆变器输出电压的传递函数可写为(4-13)上式表明开环控制的逆变电源为典型的二阶阻尼振荡系统，把式(4-13)写成二阶系统的标准形式如下:(4-14)其中阻尼系数无阻尼振荡频率在万以容量1KVA的逆变电源为例，其中,,则等效的负载电阻为(空载表示电阻无穷大)。第4章在线式UPS逆变器的研究46当负载电阻R--6