LC正弦波振荡器和选频放大电路

1实验8LC正弦波振荡器和选频放大电路⒈实验目的1)研究、学习LC正弦波振荡器的特性。2)研究、学习LC选频放大电路的特性。⒉实验仪器示波器、信号发生器、交流毫伏表、数字万用表。⒊预习内容1)复习LC正弦波振荡器的基础知识。2)复习LC选频放大回路的基础知识。⒋实验内容1)电容三端式LC振荡器电路原理电路如图8.1。这是一个电容三端式LC振荡器，其简化的原理示意图如图8.2，它由一个放大器A和一个LC回路组成。设振荡回路内流过电容的振荡电流为iF。放大器输出电压为Vo=iFXC1，反馈电压为VF=-iFXC2，反馈系数为221CCVVF21oF（8-1）图8.1电容三端式LC振荡器图8.2图8.1电路简化的原理示意图iFVF2放大器反向输入端的反馈电压为VF=FVo=–(C1/C2)Vo，从输出、经反馈到反向输入端、经放大器反向、再到输出端，信号的相移为零，满足振荡器起振的相位条件。若放大器A不接LC回路时的放大倍数VA大于22，则满足振荡器起振的幅值条件1FAV，电路就能起振。显然，对于图8.1所示电路，通过调整电位器RP2，使放大器A的放大倍数大于22，该电路就能起振。若电路起振后，VA能自动地减小，达到稳定时使1FAV，那末，振荡器就能输出幅值稳定的正弦波。图8.1所示电路具有自动调节放大倍数的能力。电路刚起振时，电路输出Vo较小。由于1FAV，信号在从输出端、经反馈到反向输入端、再到输出端的过程中被放大，集电极电压和电流不断被放大，电路输出Vo不断增大。在此过程中，集电极电流逐步被限幅，由于发射极PN结的非线性特性，使基极、发射极电流正半周幅值大，负半周幅值小，由此产生直流电流分量。直流电流分量对发射极旁路电容Ce充电，使发射极直流电位上升，从而使VBE下降，三极管Q1的电流放大倍数β下降，放大器A的放大倍数下降。这时电路达到1FAV。若出现1FAV，即集电极电流减小，输出电压减小，则由于发射极PN结的非线性特性产生的直流电流减小，发射极电容上的直流电位减小，从而使VBE上升，三极管Q1的电流放大倍数β上升，放大器A的放大倍数增大，电路重新回到1FAV。称这种性能为自动稳幅性能。综上所述，放大器A提供了-180°相移，LC振荡回路与放大器的连接方式又提供了-180°相移，所以，LC振荡回路在整个电路中的相移必须为0，才能满足起振的相位条件。使LC回路的相移为0的频率只有其固有频率，Hz))CC/(CC(L2/1f2121（8-2）所以，振荡器输出的是幅值稳定的频率为f的正弦波。本实验电路的LC回路的固有频率仅为十几kHz，三极管的分布参数完全可以忽略。若使LC振荡器LC回路的固有频率为几百kHz到几十MHz，三极管的分布参数，如Cb’c、Cb’e等，将成为制约振荡器输出信号频率进一步提高和提高频率稳定性的主要因素。LC振荡器是工作在中、短波频带上的电子系统常用的电路，其工作频率大致为几百kHz到几十MHz。实验内容(1)调整静态工作点。按图8.1接好电路，断开Cb，将Rp2短路，调整Rp1使VC=0.6V，测量电路的静态参数VB、VE以及Rp1的值。VB(V)VC(V)VE(V)RP1(kΩ)2.81766.01112.163525.965由实验1中式(1-1)可算得三极管β≈139。(2)按图8.1接回Cb，恢复Rp2。取C1=0.01μF，调整Rp2，测量记录输出波形的频率、峰峰值。再取C1=0.047μF，重复上述实验。C1(μF)Vopp(V)测量f(kHz)理论f(kHz)0.018.3214.471616.30.0479.4410.29768.09当C1增大时，输出波的频率明显下降。当C1=0.047μF时，实验值与理论值的相对误差比较大，可能是实验所用电容不准确。32)LC选频放大回路电路原理图8.3为LC选频放大器。与实验1的电路相比，两者的差别是：实验1的电路的集电极仅接了电阻负载，为宽带放大器；本电路的集电极接的是LC1并联调谐回路，为选频窄带放大器。对于交流信号，集电极接的LC1并联调谐回路如图8.4(1)。由于电感有损耗，实际电感可等效为一个无损耗电感L1和一个等效电阻RS的串联，如图8.4(2)。L1、RS、C1的等效阻抗为11S1S11S1111S11S1Cj1LjRCjRCj1LjRCLCj1LjRCj1)LjR(Z（8-3）图8.3LC选频放大器图8.4图8.3所示LC选频放大器的输出回路(1)(2)(3)(4)Z14记11oCL1，)(RLjooS1o为广义失谐，1S1SPCRLR，11CC1X，21CSP21CSP1CSP11XRj1XRj1jXj1RZ（8-4）回路谐振时，Z1虚部为0，由XC1=–RSPξ可得谐振频率21o112So212S2o1oQ11LCR1LR（8-5）其中，11S1CLR1Q为L1C1谐振回路的品质因数。当L1C1回路的品质因数较大时，回路的谐振频率ωo1≈ωo。当ω=ωo1时,Z1虚部为0，用XC1=–RSPξ代入(8-4)式，可得Z1实部1S1SP1CRLRZ(8-6)现在可将图8.4(2)改画成图8.4(3)。将RSP与RC并联，就得到了图8.4(4)。当输入信号频率为L1C1并联谐振频率ωo1时，L1C1回路因谐振而等效为开路，放大器的集电极负载等效为纯阻，集电极阻抗最大，为图8.4(4)中的Req，放大器放大倍数最大。若输入信号频率偏离L1C1并联谐振频率ωo1，L1C1回路因失谐而不再等效为开路，集电极阻抗下降，放大器放大倍数下降。从而实现选频放大。在本实验中，可如图8.5所示，测量fL、fH。记谐振时电路的输出电压幅值为Vo1，频率为fo1；保持输入信号的幅值不变，降低其频率，当输出电压为0.707Vo1时的频率为fL；再升高输入信号的频率，当输出电压再为0.707Vo1时的频率为fH，电路的品质因数为LH1offfQ（8-7）（8-7）式所示的品质因数是图8.4(4)所示电路的品质因数。由于Q可测得，RC为已知，所以可以估算出电感的等效损耗电阻RSP、RS。设Q=4。k41001.010104CLQR6311eq（8-8）由于Req=RC//RSP，所以k545.1841.541.5RRRRReqCeqCSP（8-9）图8.5二阶谐振回路的幅频特性曲线fLfHVoVo10.707Vo1f5由（8-6）式可得电感的等效损耗电阻RS9.531001.0185451010CRLR631SP1S（8-10）对于频率为fo1的输入信号，电路的放大倍数为2Pbeeq1VoR)1(rRA（8-11）实验内容⑴如图8.3接线。将输入端短路，RP2=103.58Ω，调RP1，使VC=5.9915V。(2)用（8-8）估算Req，用（8-11）式估算AVo1。测量其幅频特性曲线，求其品质因数和谐振时的集电极等效负载电阻Req、电压放大倍数AVo1。fol(kHz)fH(kHz)fL(kHz)Vopp(mV)AVol14.316.1512.5436436.04由实验数据可算得：品质因数Q=3.96，Req=3.96kΩ，相对误差约为1%；在式(8-11)中，rbe≈rbb+26/IB≈3.28kΩ，再由已测得β≈139，代入得理论电压放大倍数为30.96，实验相对误差为16.4%。⒌思考题1)绘制图8.1所示电路的交流微变等效电路。2)图8.1所示电路起振时要求1FAV，稳态时要求1FAV。试述该电路的电压放大倍数能自动调节，以满足上述要求。答：电路刚起振时，电路输出Vo较小。由于1FAV，信号在从输出端、经反馈到反向输入端、再到输出端的过程中被放大，集电极电压和电流不断被放大，电路输出Vo不断增大。在此过程中，集电极电流逐步被限幅，由于发射极PN结的非线性特性，使基极、发射极电流正半周幅值大，负半周幅值小，由此产生直流电流分量。直流电流分量对发射极旁路电容Ce充电，使发射极直流电位上升，从而使VBE下降，三极管Q1的电流放大倍数β下降，放大器A的放大倍数下降。这时电路达到1FAV。若出现61FAV，即集电极电流减小，输出电压减小，则由于发射极PN结的非线性特性产生的直流电流减小，发射极电容上的直流电位减小，从而使VBE上升，三极管Q1的电流放大倍数β上升，放大器A的放大倍数增大，电路重新回到1FAV。3)您在实验中使用什么方法改善图8.1所示电路的输出波形的？试分析其原因。答：减小C1的大小。虽然减小C1会降低电路的放大倍数，但是会减小二次谐波的失真，改善输出波形。4)试述晶体管低频等效电路与高频等效电路的主要差别。若减小L、C1的数值，电路的谐振频率将受到什么因素的制约？答：低频等效电路一般工作频率低，通频带大；高频等效电路工作频率高，有中心频率，具有选频特性。高频电路多用作前置放大电路，输出信号稳定，增益需要保持足够大；低频电路用于放大高频电路筛选过的信号，用作后级放大电路。若减小L、C1的数值，由于实验中不是理想三极管，三极管的分布参数，如Cb’c、Cb’e等，将成为制约振荡器输出信号频率进一步提高和提高频率稳定性的主要因素。