现代水声通信第四讲

第四章常用的多载波调制方法性能分析水声通信中常用的多载波调制方法OFDM多载波MFSK1f2fNf子信道)()(2ffHnn4.1多载波调制对于多径传播的水声信道而言，在多载波通信系统中，由于信道扩展长度缩短，从而降低对均衡器的要求，甚至可以避免采用时域均衡器。X1X2…X8Ts8TsX1X2…X84.1多载波调制ffWN当数据率相同时，若将带宽W划分成宽度为的个子带，则符号周期的长度为原来的N倍，相应的信道扩展长度L也降为原来1/N的，ISI的影响明显下降，并且随着子信道数N的增加，效果越明显。a频分复用频率完全分离频谱特性b频分复用频率交叠频谱特性c频分复用正交频谱特性4.2多载波频分复用分组1分组2分组m…1f2f3f4f5f6f7f8fNf分组1分组2分组m…1f2f3f4f5f6f7f8fNf0f导频4.3多载波MFSKDTNLTLnSLlg101010max1010DTSNRDTNLTLSLkn子载波数由声纳方程确定mNmRb2log在带宽W内，子信道数为N，若将其分为m组，每组调制阶数M=N/m，则一个符号发送的比特数为式中[·]为取整运算4.3多载波MFSK缺点：频带利用率低。4.3多载波MFSK优点：不受频率偏移及相位抖动的影响，系统稳定性好；接收端不用均衡，系统实现简单。OFDM系统原理框图4.4OFDM信源信道编码序列映射串/并转换插入导频IFFT加保护间隔并/串转换发射换能器水声信道接收换能器同步跟踪多普勒估计及补偿串/并转换去保护间隔FFT信道估计及均衡去除导频并/串转换反映射信道解码信宿........................OFDM系统原理框图4.4OFDM100110101-i,-1-i,1+i,-1+iReImo1+i1-i-1+i-1-i发射序列:符号映射：变换：1-i,-1-i,1+i,-1+I,0,0,0,0,0,0,0,0,-1+i,1+i,-1-I,1-iIFFT(1-i,-1-i,1+i,-1+I,0,0,0,0,0,0,0,0,-1+i,1+i,-1-I,1-i)频率映射：0,…,0,1-i,-1-i,1+i,-1+I,0,…,0n个0，(n+1)Δf=fl做FFT的点数N个IFFT（0,…,0,1-i,-1-i,1+i,-1+I,0,…,0）OFDM子载波及OFDM符号4.4OFDMS/P+信道0d1d1Ndtje0tje1tjNe1S(t)tje1tjNe1tje0积分积分积分P/S4.4OFDMOFDM调制及解调发射信号经过IDFT变换：OFDM系统的调制和解调可以分别由IDFT/DFT代替。通过N点IDFT运算，把频域数据符号变换为时域数据符号。其中每一个IDFT输出的数据符号都是由所有子载波信号经过叠加生成的，即对连续的多个经过调制的子载波的叠加信号进行抽样得到的。10)2exp()()(NnnkNjndkX)1(0Nk10)2exp()()(NknkNjkXnd)1(0Nn4.4OFDMOFDM调制及解调接收信号经过DFT变换：4.4OFDM一个OFDM符号的时域波形示意图4.4OFDM一个OFDM符号的时域波形示意图载波频率1载波频率2载波频率3符号1符号24.4OFDMOFDM符号的时频域示意图载波频率1载波频率2载波频率3符号1符号2符号1多径符号2多径4.4OFDM多径OFDM符号的时频域示意图4.4OFDM多径OFDM符号的时域示意图OFDM系统中将每个符号的末尾部份拷贝到开始部份,作为循环前缀CP填充在保护时间段内，可有效抑制多径影响。GNGTGTTGTmaxmax42gtOFDM的频谱利用率降至原来的gssTTT4.4OFDMOFDM系统循环前缀的加入典型的保护时间是信道最大时延的2～4倍，即4.4OFDMOFDM系统循环前缀的加入载波频率1载波频率2载波频率3符号1符号2符号1多径符号2多径OFDM的频谱利用率降至原来的gssTTT4.4OFDMOFDM系统循环前缀的加入4.4OFDMOFDM系统循环前缀的加入4.4OFDMOFDM系统的信道估计信道估计的目的是估计出信道的时域或频域响应，对接收到的信号进行校正与恢复，以获得相干检测的性能增益。信道估计的分类盲或半盲信道估计，称为非数据辅助式信道估计(Non-Data-AidedChannelEstimation,NDA-CE)。基于判决(DecisionDirect)的信道估计导频辅助(PilotSymbolAssistedModulation,PSAM)信道估计4.4OFDM发送端导频的选择与插入t梳状导频tf块状导频tf二维导频导频插入模式4.4OFDM接收端导频位置信道信息获取的方式获取方式最小均方误差(MMSE)准则最小平方误差(LS)准则MMSE满足了信道信息的最优要求，但需要计算矩阵的逆，当信道多径时延较长时该矩阵很大，其逆的计算量将很大，因此实时性差的缺点限制了它的应用。目前对这个问题的解决主要采取两种方式：一是对MMSE方法进行改进，二是采用LS准则4.4OFDMLS准则YXHN＝接收信号向量发射信号向量是一对角矩阵信道离散的频响值向量信道噪声向量所有元素服从独立的均值为零，方差为σ2的高斯分布LS信道估计的表达式为^1HXYls＝4.4OFDM恢复出所有时刻信道的信息恢复信道信息基于MMSE的改进信道估计技术使用近似方法实现信道估计分离滤波器方法变换域法多项式法内插方法将二维滤波器分解成为两个级联的一维滤波器，一个频域滤波器和一个时域滤波器。频域滤波器利用信道的频域相关信息进行滤波，时域滤波器利用信道的时域相关信息滤波，由于充分利用了时频域两维信息，因此两个级联的一维滤波器和二维滤波器的性能非常相近，而计算量和复杂度则大大降低。它的基本思想是：通过各种不同变换将信道估计问题在变换域中进行处理，这样就大大减少系统估计的运算量。目前这方面的方法有基于奇异值分解的信道估计方法和基于DFT的信道估计方法拉格朗日插值10LNiiifxfxLx110,0,LLNNikikkkikkiLxxxxx常见的如线性内插，高斯内插以及cubic内插的性能是依次升高的。线性插值：ˆˆˆˆ11ˆˆˆ1pppppHkHmLlllHmHmLLlHmHmHmL4.4OFDMOFDM信道估计结果300030503100315032003250330033503400345035000102030405060708090一阶线性插值频率/Hz幅值实际信道均衡信道300030503100315032003250330033503400345035000102030405060708090无噪声时拉格朗插值频率/Hz幅值实际信道均衡信道300030503100315032003250330033503400345035000102030405060708090三次样条插值频率/Hz幅值实际信道均衡信道300030503100315032003250330033503400345035000102030405060708090100无噪声时基于DFT的插值频率/Hz幅值实际信道均衡信道300030503100315032003250330033503400345035000102030405060708090100低通滤波器插值频率/Hz幅值实际信道均衡信道c三次样条d基于DFTe低通滤波器无噪声时五种方法对信道估计结果a一阶线性b拉格朗日在没有噪声时一阶线性、三次样条和低通滤波器插值性能相近，拉格朗日插值性能最好，基于DFT的插值性能最差。4.4OFDMOFDM信道估计结果300030503100315032003250330033503400345035000102030405060708090无噪声时拉格朗插值频率/Hz幅值实际信道均衡信道300030503100315032003250330033503400345035000100200300400500600700800900100030db信噪比时的拉格朗日插值频率/Hz幅值实际信道均衡信道拉格朗日插值在有噪声时，首尾子载波信道出现冲击，因此导致性能下降。4.4OFDMOFDM信道估计结果基于DFT的插值对噪声的敏感性很弱，反映大致幅度变化。300030503100315032003250330033503400345035000102030405060708090100无噪声时基于DFT的插值频率/Hz幅值实际信道均衡信道30003050310031503200325033003350340034503500010203040506070809010030db信噪比时基于DFT的插值频率/Hz幅值实际信道均衡信道4.4OFDMOFDM均衡结果-1-0.500.51-1-0.500.51QuadratureIn-PhaseScatterplot均衡前的星座图-1-0.500.51-1-0.8-0.6-0.4-0.200.20.40.60.81QuadratureIn-PhaseScatterplot一阶线性均衡后4.4OFDMOFDM均衡结果均衡前的星座图-1-0.500.51-1-0.8-0.6-0.4-0.200.20.40.60.81QuadratureIn-PhaseScatterplot-1-0.500.51-1-0.8-0.6-0.4-0.200.20.40.60.81QuadratureIn-PhaseScatterplot-3-2-10123-3-2-10123QuadratureIn-PhaseScatterplot-1-0.500.51-1-0.8-0.6-0.4-0.200.20.40.60.81QuadratureIn-PhaseScatterplot拉格朗均衡后低通滤波器均衡后三次样条均衡后基于DFT均衡后把高速数据流通过串并转换，使每个子载波上的数据符号持续长度相对增加，从而减小时间弥散带来的ISI，减小了均衡的复杂度，甚至不用均衡器。与传统的频分多路传输方法相比，允许子信道频谱互相重叠，可以最大限度地利用频谱资源。OFDM技术可以采用IDFT/DFT方法来实现，对于N很大的系统中，可以通过采用FFT/IFFT来实现。信道的频率选择性衰落只影响系统中的部分载波，采用编码技术和频率分集技术可以有效抑制信道干扰。4.4OFDMOFDM优点•存在较高的峰均比PAR。•易受频率偏差的影响。4.4OFDMOFDM缺点作业水声信道的多径结构如下图所示。多径时延分别为0s、0.00983s、0.01640s、0.02608和0.03117s，相应的归一化幅值分别为0.83574、1、0.48634、0.27974、0.26422。通信系统的工作频带为2kHz~8kHz，发射声源级SL=190dB，通信距离20km。假设收发之间无相对运动，且不考虑水流及多普勒扩展的影响，按球面扩展计其扩展损失，吸收系数为a=0.036f3/2，水中噪声为高斯白噪声。试设计一水声通信系统，在2级海况条件下，误比特率Pb10-2时，使其通信速率尽可能高，并给出仿真结果。OFDM调制T_guard=0.05;T=0.2;%码元宽度为0.2妙Mod=0;%mod=0为4QAM映射fs=20000;%采样频率为20kHN_subcarriers=600;%选择600个频率点6kHz带宽，每个频率间隔为10HzifMod==0N_code=N_subcarriers*2;%为一个符号间隔的数据个数endN=12000;%产生数据12000个scode=randint(1,N);%产生12000个随机数lengCode=round(fs*T);%一个码元采样的点数le