第7章(电力拖动控制系统)

7.1异步电动机变频调速的控制特性与机械特性7.1.1变频时的电压控制方式及控制特性1．变频的同时为什么要变压变频时,输出电压也要配合改变，因此，变频调速系统常更全面地被称为变压变频（VVVF）调速系统。定子每相电动势的有效值:111114.44NmEfNkU结论：频率变化时，若不同时改变电压，则会使电机的磁通大幅变化，这将使电机运行不正常甚至损坏电机，所以变频的同时必须变压，其较理想的目标是使磁通Φm基本保持恒定。变频调速时s变化很小，转差功率基本不变，效率最高，性能也最好。变频调速是异步电机交流调速系统的主流。mImN1E,mBHmNI0第7章异步电动机变频调速基础若f1↑，U1不变，则磁通Φm↓，I不变时T↓。若f1↓，U1不变，则磁通Φm↑，Im↑↑。2．基频以下调速时的电压控制方式异步电动机在变频调速时，主导变量是频率1f常用的电压配合控制方式有如下三种：（1）恒压频比控制CfU11优点:容易实现缺点:当逐步降低时，定子电阻上的压降所占的比重越来越大，使的关系被破坏。使低频时的性能很差。1f1r11UE解决办法:在低频时使变频器的输出电压抬高，补偿定子电阻上的压降，维持磁通基本不变。这种方法称“定子压降低频补偿的恒压频比控制”。（2）恒气隙磁通控制11EfC（3）恒转子全磁通控制CfEr1与转子产生转矩的磁通相对应，是气隙磁通减去转子漏感所产生的磁通，称为“转子全磁通”，所以这种控制也称“恒转子全磁通控制”、“恒转子磁链控制”。rEm1f0mNmNf1NU11U)f(fU11)f(fm1恒转矩调速恒功率调速aabc111114.44NmEfNkU.mConst.mConst这种状态下电动机的特性最好，它采用“矢量控制”实现。E1难于直接控制，所控制的仍是变频器的输出电压U1。补偿后的结果与上同。过补偿问题3．基频以上调速时的电压控制方式NUU11要基本保持磁通不变，应升高电压，但会遇到两个难题:可能会使电机及元器件损坏变频器的直流母线电压基本不变，经逆变桥输出的交流电压最大值也是确定的，要想再升高很困难。这时使电压值保持最高输出值NU14．控制特性11ffU时，。保持不变，则不变。11NffmNmNI22cosmax22()cosTmNTCI1f0mNmNf1NU11U)f(fU11)f(fm1恒转矩调速恒功率调速aabc这种能输出的最大转矩恒定的调速简称之为“恒转矩调速”电磁转矩，电动机电磁功率。电动机能输出的最大功率近似不变。11mTf12mPTTfC时，，，保持转子有功电流不变，11NffNUU1111fm22cosI这种能输出的最大功率恒定的调速简称之为“恒功率调速”7.1.2变频调速时的机械特性1．固定电压固定频率时的机械特性异步电动机转矩的参数表达式：2212112122211112KPrmpUrspTmIsrrsx2112122112KUsrmpsrrsx最大电磁转矩：211221112mKmpUTrrxs很小时，略去分母中含s的项，得：211112UsTmpsrs很小时，是一条与转差s成正比的直线（如a）sfTs接近于1时，忽略分母中的：2r211122111KUsTmpssrx是对称于原点（）的一段双曲线，（如b）s为以上两段的中间数值时，机械特性从直线段过渡到双曲线段，如c。最大转矩，最大转差率就在过渡线段极值点上mTmss01msmTabcT0sfT0s对s求导，并令，得：0dsdT2221mKrsrx略去定子电阻影响：有：2．恒压频比控制（）时的机械特性Cf/U11定义变频比：11Nff111111NNNKKNffUUxx得：2111221112NNmNKNUmpTrrx（1）理想空载转速：11100606060NNNfffnnppp（2）直线段斜率变频时若要输出转矩T不变，就应使不变。而，s0/snn2112122112NNNKNUsrTmpsrrsx计及定子电阻影响：有：△n不变直线段的斜率不变。000NNnnnsnnn（3）最大转矩mT略去定子电阻的影响，常数计及定子电阻影响，最大转矩是随着α的降低而降低mTmT则直线段的斜率略为增大，随着频率的降低，特性曲线越来越软3．恒气隙磁通控制时的机械特性（如图b）CfE11用E1取代U1求：222121211212122221112222NNsrmPrmpErsETImpsrsxrsx4．恒转子全磁通控制（）时的机械特性（如图c）CfEr1222112122111212NrrsmPrmpErETImpsrssr22111111max121222NNmpEmpETxx最大电磁转矩与α无关T不变→αs不变→△n不变→直线段的斜率不变平行下移的一组曲线族用Er取代U1求：机械特性曲线是一条直线，不再拐弯。不再存在最大转矩。sfT5．基频以上恒电压控制时的机械特性1111,NNffUU随着频率的升高，最大转矩逐步下降，直线段斜率越来越大，特性曲线越来越软1fmT6．比较采用不同控制方案时，要注意：①理想空载转速n0②直线段斜率③最大电磁转矩Tmax这三个量的变化情况及原因7.2.1变频调速主电路的分类1．按变换方式分成交-交变频与交-直-交变频直接变换是把工频交流电直接变换成可变频率的交流电，称交-交变频间接变换是先把交流变换成直流，再把直流逆变成交流，称交-直-交变频2．按电源特性分成电压源型与电流源型变频电路最后一级变换器的电源特性分，可分为电压源型与电流源型7.2异步电动机变频调速主电路类型3．按主开关元器件的类别分成由半可控器件构成与由全可控器件构成4．按工作方式分成六拍型逆变器与SPWM逆变器这个分类只针对DC/AC变换的逆变器逆变器输出频率（周期）的交流电时，若在一个周期内主开关元件只经历了6次通断模式转换的工作方式称之为六拍型2f2T5．电压源型逆变器按控制方式可分为电压控制型与电流控制型（电流跟踪型）7.2.2异步机变频调速系统常用的几种主电路常用的主电路形式如右表：序号变换方式电源特性主开关元件工作方式1交-交变换电压源型晶闸管（SCR）SPWM型2交-直-交变换电流源型晶闸管（SCR）六拍型3电压源型晶闸管（SCR）六拍型4SPWM型5IGBT等SPWM型1．电压源型交-交变频电路适用低速大容量异步电动机，变频器的输出频率一般不超过电源频率的，主开关元件采用晶闸管，依靠电源电压自然换流2．电流源型交-直-交变频电路（图a）VR是可控整流桥，VI是无源逆变桥，中间的滤波环节是电抗器3．电压源型晶闸管六拍工作方式的交-直-交变频电路（图b）VR是可控整流桥，VI是无源逆变桥，逆变桥前面并联有滤波电容CLdVIVR~a)3~MVIVR~Cb)3~M4．电压源型晶闸管SPWM工作方式的交-直-交变频电路VR是不控整流桥,滤波电容C，电容C上的电压是基本恒定的直流电压。变频器的变压变频功能都由逆变桥VI通过SPWM工作方式来实现5．电压源型晶体管SPWM交-直-交变频电路主开关元件极大部分都采用IGBT，只是在小容量的装置中有采用功率MOSFET，在特大容量装置中有采用GTO的。优点：体积小，重量轻，在采用矢量控制时系统性能好缺点：不能回馈制动VIVR~Cc)3~M~VIVRCa)VIVRb)~2dU3~M3~M02dU1VT6VT4VT5VT3VT2VTAu1VD4VD2VD6VD5VD3VD7.3.1正弦脉宽调制的理论基础1．正弦脉宽调制的目的变压（PWM调制的首要目的）削弱或消除有害的高次谐波AC/DC/AC变频器的变压方案主要有两种：一种是在整流桥实现，采用可控整流桥变压，另一种是可控整流桥改成不控整流桥，变压任务将由逆变桥来承担在调制方式上再做一点工作，使PWM调制能把消除或消弱有害谐波的工作一起完成以提高调速系统性能，这就是正弦脉宽调制（SPWM）2．电压谐波对电机影响的分析次电压谐波的表达式：u2Usint2u2Usint34u2Usint3AvBCY接电机中，3k次谐波电压无害，（因有电压而无电流）。而（3k+1）次谐波电压则会产生谐波电流，其电流有效值近似为12KUIfL——异步电动机的漏电感KL——变频器输出电压的基波频率1f7.3正弦脉宽调制（SPWM）技术对(3k-1)次谐波，负转矩，使输出转矩减少，电机损耗增加。对(3k+1)次谐波，正转矩，转矩很小，损耗并不小。（3k±1）次谐波合成，产生3k次脉动力矩。若是三相绕组独立供电的电机，3k次谐波电流能流通，其中的3次谐波频率低，有极大危害，必须首先消除。3．SPWM波形的单极性与双极性用已调制波的高低逻辑电平经分配与放大后去驱动逆变器的主开关元件，即可使逆变器输出与已调制波相似的SPWM电压波形SPWMW（3k±1）次谐波都是有害的谐波，应设法消除或削弱，且对同样电压幅值的谐波，谐波的频率越低，谐波电流就越大，危害就越大3k次电压谐波Y接电机中，3k次谐波电流不能流通，3k次谐波电压无害。SPWM三角波发生器6三相VVVF参考正弦波发生器+-*VU*1fU1u3~MsinWWSPWMWAPSPWM波形有单极性(下图a，b)，双极性(下图c，d)实现单极性波形的主电路如右：单极性SPWM波形的数学表达式：0（a）1（b）20t2turmUtmUruturut2AudUdU0t2turmUtmUrurutuc）0t22dUd）2dU123Au(0)(2)0()drtAdrtUtuuuUtuu且且其余ABC1VT1VT2VT3VT4VT5VT6VT2VT3VT4VT5VT6VTdU实现双极性SPWM波形的主电路双极性波形的数学表达式4．双极性SPWM波形数学分析（1）基波分量大小与调制比把上式展成傅立叶级数，有：0(cossin)2auatbt记做：01sinmuUUt20012Uudt——u的直流分量；SPWM波形上、下对称，00U22mUab——u的次谐波的幅值aarctgb——u的次谐波的相位角/2()/2()drtAdrtUuuuUuu时时VIVR~2dU3~M02dU1VT6VT4VT5VT3VT2VTAu1VD4VD2VD6VD5VD3VD0t22dU2dU123Au201cos2autdt201sin2butdt定义调制系数M为：tmrmUUM记载波比N为：trfNf当N＝15时，计算不同调制系数M的基波及主要高次谐波的相对值，如右图*mmdUUU得到的结论是：(a)基波分量与调制系数成正比122rmddmtmUUUUMU只要改变参考正弦波的幅值，就可以改变输出SPWM波形中基波分量幅值，且该幅值与调制系数成正比（b）小于（N-2）次的谐波电压全都为零，消除了（N-2）次以下的全部低次谐波（1）基波分量大小与调制比0t2turmUtmUrurutu01.00.80.60.40.2M/2dUU0.20.4