DC-DC升压电路原理与应用

DC-DC升压电路原理与应用目前，在手机应用电路中，通常需要通过升压电路来驱动闪光灯模组的LED或者是显示屏背光的LED，并且通常可以根据不同情况下的需求，调节LED的明暗程度。一般的LED驱动电路可以分成二种，一种是并联驱动，采用电容型的电荷泵倍压原理，所有的LED负载是并联连接的形式；另一种是串联驱动，采用电感型DC-DC升压转换原理，所有的LED负载是串联连接的形式。这类应用电路中采用的升压器件有体积小，效率高的优点，而且大多数是采用SOT23-5L或者SOT23-6L的封装，外加少量阻容感器件，占用电路板很小的空间。在此，结合具体器件的使用情况，介绍这两种升压器件的工作原理和应用。电容型的电荷泵倍压原理的介绍以AnalogicTech公司的升压器件AAT3110为例，介绍电容型的电荷泵升压电路的工作原理和应用。器件AAT3110采用SOT23-6L的封装，输出电压4.5V，适用于常态输出电流不大于100mA，瞬态峰值电流不大于250mA的并联LED负载，具体应用电路图，如图1所示。事先叙述一下有关两倍升压模式电荷泵的工作原理。AAT3110的工作原理框图，如图1、2所示，AAT3110使用一个开关电容电荷泵来升高输入电压，从而得到一个稳定的输出电压。AAT3110内部通过一个分割电阻网络取样电荷泵输出电压和内部参考电压进行比较，并由此调节输出电压。当分割电阻网络取样电压低于内部比较器控制的预设点(TripPoint)时，打开双倍电路开关。电荷泵以两个不重叠的阶段循环开关四个内部开关。在第一个阶段，开关S1和S4关闭并且S2和S3打开，使快速电容器CFLY充电到一个近似等于输入电压VIN的电压。在第二个阶段，开关S1和S4打开并且S2和S3关闭。在第一阶段时，快速电容器CFLY的负极接地。在第二个阶段时，快速电容器CFLY的负极则连接到了VIN。这样使得快速电容器CFLY正极的电压就升高到了2*VIN，并且通过一个开关连接到输出。在每一个循环阶段，电荷从输入节点VIN由较低电压转换成较高电压。这个循环自己重复，直到输出节点电压足够大以超越控制比较器的输入阀值电压。当输出电压超过内部预设点标准时，开关循环停止并且电荷泵回路置于一个空闲状态。在空闲状态时，AAT3110有一个不大于13μA的静态电流。AAT3110还内置一个时钟振荡器当作驱动电荷泵的开关信号，自由运行的电荷泵开关频率在750kHz左右。上述表明AAT3110的整个闭环反馈系统包括了电压感应回路和控制比较器。此外，AAT3110还提供一个外部可调节的平衡电阻，调节相对应的输出电压和输出负载电流。在实际应用中，设计成有两档平衡电阻可供调节,具体电路如图3所示。AAT3110驱动四颗并联的LED，SHDN_B为电源控制脚，控制IC的打开和关闭，STROBE为闪光灯控制脚，控制闪光灯是否闪烁。R603是LED平衡电阻，R602为峰值电流调节电阻；当STROBE为低电平时，NMOSFET关闭，LED通过R603接地发光，此设计为作手电筒功能时的状态，SHDN_B为高电平，控制电荷泵工作，输出4.5V的电压，此时通过LED的电流为14mA*4,那么由公式计算，可得知R603的阻值约为22Ω。由于LED在导通后微小电压变化会导致电流大幅变化，因此除了平衡外也有限流的作用。当STROBE为高电平时，NMOSFET打开，此时电流通过R602构成回路，每个LED瞬时脉冲电流50mA,进入高亮度的闪光状态，供拍照时使用，这种状态不能长时间保持，大概在200ms左右，应当关闭NMOSFET。电荷泵效率η可以简单的表示成一个线性稳压管，它有一个高效的电压输出可以达到输入电压的两倍。效率η在理想的双倍电压下可以典型的表示成输出功率除以输入功率：。另外，在一个理想的双倍电压电荷泵中，输出电流可以被表示为输入电流的一半。效率η公式可以被写成：。一个输出4.5V，实际输入2.8V的电荷泵，理论上的效率是80.4%。由于内部开关损耗和IC静止电流损耗，实际的效率，通过试验测量可以达到79.6%。这个数据在一个大范围的输出负载条件下都可以得到认可。但效率会因为负载电流下降到0.05mA以下或者当VIN逼近VOUT的时候而减少。器件外部电容的选择也是一个关键的问题，仔细的选择三个外部电容CIN，COUT和CFLY是非常重要的，因为它们将影响开启时间，输出纹波和暂态表现。当CIN，COUT和CFLY使用较低串联等效阻抗(ESR100mΩ)的陶瓷电容时将会获得最适宜的性能。通常，低ESR电容定义为ESR值低于100mΩ的电容。如果需要一个特殊的应用，低ESR钽电容可以作为替代，然而不一定会达到最好的纹波输出。由于AAT3110固有的高ESR特性而不推荐使用铝电解电容。一般在一个开始点，当AAT3110使用在最大输出负载条件下,CIN和COUT电容值可以选择10μF，CFLY为1μF。在较轻负载应用时，CIN，COUT和CFLY可以使用较低的值。因此，CIN和COUT的范围可以是从轻负载的1μF到重负载的10μF。CFLY可以从0.01μF到2.2μF或者更多。如果CFLY增加，COUT将要以相同比率增加来减少纹波输出。一个基本的规则就是，建议CIN，COUT和CFLY之间的比例近似为10:1。降低CIN，COUT和CFLY值的后果就是输出纹波的增加。总而言之，如果外部电容值严重偏离了CIN=COUT=10μF和CFLY=1μF这个级数值，那么AAT3110的输出性能将无法保证。顺带叙述一下电容器的特性。在所有种类的电容器中，强烈推荐陶瓷合成物电容器结合AAT3110使用。陶瓷电容器相对于相同容值的钽电容和铝电解电容有许多优点。陶瓷电容器一般都有非常低的ESR值，低成本，拥有一个小PCB封装并且没有极性。低ESR将最大可能的帮助电荷泵减小暂态响应。因为陶瓷电容器没有极性，所以它们不会导致连接损坏。ESR值是一个选择电容器时的重要指标。陶瓷电容器ESR的典型值一般在几个mΩ到数十mΩ这个级数，在钽电容或者铝电解电容中ESR的典型值可以达到数百mΩ甚至几欧姆。ESR是电容器固有的一个内部阻抗，主要取决于电容器尺寸和面积，电容器的化合材料以及周围温度。陶瓷电容器材料的应用情况：低于0.1μF的陶瓷电容器通常材料是NPO和COG。NPO和COG材料通常拥有精确的公差并且受温度影响不大。大电容值通常使用X7R、X5R、Z5U或者Y5V绝缘体材料。大的陶瓷电容器，一般指电容值大于2.2μF，通常可以使用低成本Y5V和Z5U绝缘体，但是大电容器不属于AAT3110应用范围。电容器面积是另外一个导致ESR的问题，相比同样材料的一些电容器，大尺寸的电容器将会有低ESR值。相比较小封装的等值电容器来说，这些较大器件可以改善回路暂态响应，但是将给缩小空间带来更大的压力，设计中可以综合考虑，选择合适的一个折衷值。如何减少输出纹波？电荷泵输出纹波的振幅和频率是由许多因素决定的，如电容COUT和CFLY的值，负载电流IOUT和输入电压VIN的级别。就VIN来说，加大VIN可以增加电荷泵从输入到输出端传递电荷的能力。但是，输出纹波的峰峰值也会增加。COUT和CFLY的值和类型都对输出纹波有影响。因为输出纹波与电容的R/C充电时间常数相关联，电容值和ESR值都将会对电荷泵输出纹波有作用。这就是为何推荐在电荷泵应用中使用低ESR电容的原因。试验数据表明，输出纹波在VIN=3.0V，VOUT=5.0V，COUT=10μF和CFLY=1μF时不会大于30mVP-P。当AAT3110在IOUT10mA的轻负载条件下应用的时候，快速电容器CFLY的值应该相应减少。这种做法的原因是，当电荷泵工作在非常轻的负载下，通过CFLY传递的电荷比在每个开关循环阶段要多。结果是在电荷泵输出看见较高的纹波。消除这个影响可以通过减少CFLY的值来达到。减少CFLY的值需要谨慎。如果因为CFLY的减少导致输出负载电流增加到名义值以上，电荷泵的效率则会受到影响。减少纹波输出的方法有很多种，主要取决于给定应用的需要。最简单而且直接的方法就是增加COUT电容的值。一般COUT电容的值可以由10μF增加到22μF或者更多。较大的COUT电容（22μF及更多）生来就具有低ESR值并且可以改善电荷泵高频和低频器件的输出纹波响应。如果在COUT处使用一个更大值的钽电容来降低低频纹波，一个小的低ESR陶瓷电容可以并联加在钽电容旁（如图4）。这样做是因为一般钽电容的ESR值比等价陶瓷电容的要高，减少高频元件的输出纹波能力较低。唯一使用大容量COUT电容的缺点就是AAT3110装置开启时间和涌入电流有可能增加。当然，钽电容的价格也比相同容量的陶瓷电容要贵。如果需要额外的纹波减少，则可以在COUT处给电荷泵增加一个R/C滤波器来减少纹波输出（如图5）。R/C滤波器可以根本上削弱输出纹波。R/C滤波器的低频断点将主要取决于电容值的选择。关于AAT3110印刷电路板布局的一些建议。由于电荷泵的高开关频率和大峰值暂态电流的存在，在设计印刷电路板必须适当做些考虑，避免AAT3110的外围电路干扰其他电路。特别是应该尽量远离给CMOSSensor供电的LDO及CMOSSensor等器件。通常在电荷泵升压电路的应用规则中，所有外部电容必须尽可能靠近电荷泵器件，并且引线尽可能短，电源输入输出的引线还要求尽可能粗。尽可能最大化AAT3110附近的接地面，并且确定所有外部电容都直接连接到接地面上。如果由于布局的限制，不可能满足上述接地要求，则应该保证使用大的或者若干过孔来进行良好的接地连接。电感型DC-DC升压转换原理的介绍以MonolithicPowerSystems(MPS)公司的升压器件MP1518为例，介绍电感式升压电路的工作原理和应用。器件MP1518同样采用SOT23-6L的封装，适用于LED为串联形式，电流在10mA到20mA的负载，具体应用电路图，如图6所示。事先叙述有关电感式升压的工作原理。器件MP1518工作原理框图，如图6、7所示。器件MP1518内部集成控制逻辑电路和反馈电路。控制逻辑电路输出信号S6控制场效应开关管M1的导通和关断，在M1导通的时间内，肖特基二极管D1反向截止，电感L1的电流持续增加，在M1关断的时间，L1通过D1给VOUT端的电容C2充电。通过这样的反复开关M1以及反馈控制，驱动电路将稳定在所设置的情况下。同时，在输入电压一定的条件下，驱动LED两端的电压和信号S6的占空比有关。控制逻辑电路其实就是一个RS触发电路，信号S6的占空比变大变小，取决于PWM比较器的输出信号S5。当信号S5为低电平时间较长时，信号S6的占空比变大。反之，当信号S5为高电平时间较长时，信号S6的占空比变小。下面将分析反馈电路如何控制这个占空比。由于背光电流通过外部反馈电阻R1到地，因此在反馈电阻R1上可以检测到一个反馈电压。此电压通过器件管脚FB接到内部一个差分放大器的正相端，差分放大器的负相端接到电压为104mV的内部参考源。两者的差值放大后所得到的信号S4，接到PWM比较放大器的负相端。器件内置晶振电路产生1.3MHz的方波信号，通过三角波发生器产生一个同频的三角波信号S1。在M1和地之间有一个电流反馈电阻，主要起过流保护作用。电阻两端的电压经过差分放大，产生信号S2。器件正常工作时，电阻两端的压差很小，产生的信号S2幅度也小，且远远小于信号S1。因此，信号S1和信号S2通过加法器得到的信号S3的幅度和信号S1幅度基本保持一致。背光电路启动时，由于此时FB脚侦测到的电压和基准反馈电压差值很大，一个周期内差值放大后的信号S4幅度大于信号S3的时间也就变长，比较器输出信号S5低电平的时间变长。在这种情况下，S6的占空比变大，M1导通时间也变长，输出电压升高。随着输出电压的增高，FB脚在限流电阻上检测到的反馈电压随之升高，则它与反馈基准电压的压差减小，由上段分析可知，M1导通时间将随之减短，这样通过反馈作用，FB电压最终将在反馈基准电压附近稳定下来，控制逻辑电路输