卫星线路分析计算

1第五章卫星链路设计卫星通信网络一般由多个地球站互相通过一个或多个卫星而组成。在无线链路设计时，需要考虑传递信息的质量、数量和实际限制，如经济和技术状态之间，需要经过多次平衡。例如，如果要求以很高质量传递大量信息，可能会出现无法接受的高价格。链路设计中需要考虑的因素有工作频率、传播效应、可以接受的卫星/地面终端的复杂性（影响价格）、噪声影响和规章要求等。第一节基本线路分析一、有效全向辐射功率二、功率通量密度表示发射功率经过空间传播到达接收点后，在单位面积内的功率。对于地面通信系统来说，常用功率通量密度来衡量该卫星系统是否需要与其它通信系统进行协调。对于卫星通信系统而言，常用饱和通量密度来表示转发器是否工作在饱和状态。卫星转发器饱和通量密度Ws是指：为使卫星转发器单载波饱和工作，在其接收天线的单位面积上应输入的功率。它反映了卫星转发器的灵敏程度。功率通常密度WE的表达式为：)4/(2dGPWTTE或者用SFD表示式中PT为天线的发射功率（W）；GT为天线的发射增益；d为自由空间传播距离(m)。三、自由空间传播损耗电波在自由空间传播时不产生反射、折射、吸收和散射现象，也就是说，总能量并没有被损耗掉。但是，电波在自由空间传播时，其能量会因向空间扩散而衰耗。因为电波由天线辐射后，便向周围空间传播，到达接收地点的能量仅是一小部分。距离越远，这一部分能量越小，如同一只灯泡所发出的光一样，均匀地向四面八方扩散出去。显而易见，距离光源越远的地方，单位面积上接收到的能量也越少。这种电波扩散衰耗就称为自由空间传播损耗。假定发信设备位于球体中心，使用无方向性天线，以功率Pt向周围空间辐射电磁波，天线增益为GT，距离为d时接收点B的单位面积上的平均功率为204dPSt由天线理论知道，一个各向均匀辐射的天线，其有效面积为：4/2eA这样，一个无方向性天线在B点收到的功率为222)4(44dPdPPttr还可写成2)4(dfcPPtr传播损耗为：2)4(cdfPPLrt2或cdfdBL4lg20)(当距离d以km为单位，频率f以GHz为单位时fddBLlg20lg204.92)(当频率f以MHz为单位时fddBLlg20lg204.32)(四、接收信号功率接收信号功率为：2)4(dGGPLGGPPrttrttr该式是卫星通信线路中的上行或下行的接收信号功率的基本表达式。它对任何一种理想通信线路都适用，故通常称为通信距离方程。他代表通信线路的极限性能，决定了极限通信距离。当然，实际上由于种种原因，通信距离是达不到这么远的。例：一颗卫星在4GHz时通过一副18dB增益天线，发射25W功率。网络中一个地球站，用一副直径为12m的天线(η=65%)来接收，试确定：(1)地球站的接收天线增益；(2)传播损耗；(3)假定从卫星到地球站的距离为40000km，求这个地球站的功率通量密度；(4)在地球站天线输出处收到的功率。如工作频率改为11.5GHz，重复上述计算，并比较结果。解：dBDG16.52075.01265.022dBfddBL5.1964lg2040000lg2045.92lg20lg2045.92)(dBwEIRP98.311825lg1022/05.1314lg10mdBwdEIRPSFDPr=31.98+52.16-196.53=-112.39dBw当f=11.5GHz时，结果为：G=61.33dBL=205.7dBSFD=-131.05dBw/m2Pr=-112.39dBw比较上述结果。天线增益G随着频率的增加而增大，但是传播损耗也增大，所以接收的功率通量密度和功率不变，因为损耗的增加补偿了天线增益的增加。结论：卫星链路对频率的变化是不敏感的。但是从技术和经济因素，只对一定的频率范围感兴趣。例如对于VAST或卫星直播电视(DTH)，希望地球站的价格尽可能低，使用小口径天线。对于给定直径的天线，已知在高频时天线增益会增大，我们限制天线直径以满足技术和价格要求时，由于在较高频率能获得较3大增益，因此，卫星上使用相对小和简单的天线，就能发射高的EIRP；同时地面上也能使用小口径高增益天线。为此，将频率扩展到11~14GHz作广播和商业用，这是一个原因，而且运行在30/20GHz的系统数目也在增加。由此可以得出结论，虽然卫星链路对频率变化是不敏感的，但是另一些因素也会影响使用频率的选择。通常，对各类业务和应用，有一个最佳的频率范围（这里没有考虑降雨衰减）。卫星通信工作频率的选择，是一个复杂的过程，受到多种因素的影响。五、载噪比的计算决定一条卫星通信线路传播质量的最主要指标是接收系统输入端的载波功率与噪声功率的比值，简称载噪比，常用C/N表示。它与通常的信噪比(S/N)没有本质的区别。只是更具有一般意义。调频波各频率分量功率的总和等于未调载波的功率，数字键控信号的平均功率也等于未调载波的功率，因此用载波功率来表示信号的功率，就具有一般意义，可以不考虑具体的调制制度。接收机输入端的折合噪声功率为N=KTB，式中T为接收机等效噪声温度。则接收端的载噪比可用下式计算：kBTGLEIRPkTBLGEIRPkTBLGGPNCrrtt111用分贝表示为：6.228/)lg(10)()(dBrdBBLTGEIRPkTBLGEIRPNC222444dEIRPdEIRPWE用dB表示：24lg10LEIRPWE所以6.2284lg10/2BTGWNCEdB为了运算方便，常采用载波功率与等效功率谱密度的比值(C/no)或载波功率与等效噪声温度之比C/T，这样可以把带宽这个因素去掉，甚至把常数k去掉。6.228/0LTGEIRPnCLTGEIRPTC/它们之间的关系是：C/N=C/n0-BC/N=C/T+228.6-B上式同样适用于卫星通信的上行和下行线路。设卫星上接收到的载噪比为(C/N)u，它被卫星通信接收机放大，进行下变频，然后送到TWTA进行功率放大，由卫星天线重新发回4地球。由卫星天线转发后的EIRP为EIRPs，载噪比为：C/N=(C/N)u，噪声功率为usNCEIRPN)/(接收地球站收到的载波加噪声为C(t)+N(t)+Nd(t)，这里C(t)和N(t)分别是上行的载波和噪声功率经卫星转发并传播衰减后的形式，Nd(t)是附加的均值为零的下行加性白噪声，它同样使接收信号恶化。接收地球站的载波功率与上面相同，为LGEIRPLGGPPrsrttr伴随的下行噪声功率为：1)()/(ursurttNCLGEIRPNCLGGPN下行附加噪声功率仍按照Nd=kTB给出，则在接收地球站，总的噪声功率为：kTBNCLGEIRPNNNursd1)(整个卫星线路的载波比为：kTBLNCGEIRPLGEIRPNCursrs/)/(/1111)1()()(kTBLGEIRPNCNCrsu所以111])()[(duNCNCNC上式是分析卫星线路的基本方程，它是在假定卫星转发器只起频率转换作用的情况下得出的。在这种卫星转发器中，上行噪声直接加到下行噪声上，且认为上行线被耦合到下行线上。由式可见，如果（C/N）u(C/N)d，则C/N≈(C/N)d，在这种情况下，认为卫星线路是下行线受限制，这是卫星通信的常见情况。当出现相反情况，即（C/N）u(C/N)d，则C/N≈(C/N)u，则认为卫星线路是上行线受限制。在线路分析中，到达卫星处的载波EIRP或功率通量密度，和卫星重发载波的EIRPs，通常是相对于转发器TWTA的工作点给出的。TWTA输出功率最大的工作点称为饱和点。此时，如果TWTA的输入功率在进一步增大，则输出功率不仅不再增大，而且要减小。多数情况下，TWTA工作在低于饱和点处，以避免非线性失真产生交调分量，特别是在同一转发器放大多载波信号时。设BOi和BOo是TWTA的输入和输出回退量，它定义为1EIRPEIRPBOstui1,EIRPEIRPBOstuso另外还要考虑天线指向损耗。5例：某Ku波段（14/12GHz）的卫星系统，它以TDMA方式工作，采用QPSK调制，系统参量如下：载波调制参数比特率：60Mbps噪声带宽：36MHz卫星参数天线增益噪声温度比：1.6dB/K卫星饱和EIRP：44dBwTWTA输入回退量：0dBTWTA输出回退量：0dB地球站参数天线直径：7m发射天线增益(14GHz)：57.6dB接收天线增益(12GHz)：56.3dB进入天线的载波功率：174W最大的上行和下行距离：37506km跟踪损耗：1.2dB（上行）和0.9dB（下行）系统噪声温度：160k根据这些参数，计算载噪比。解：6.228/)()(dBdBBLTGEIRPNC上行：EIRP=10lg174+57.6=80dBwL=92.45+20lgd+20lgf=92.45+20lg37506+20lg14=206.9dBB=10lg36*106=75.6dBHzC/N=80+1.6-206.9-75.6+228.6-1.2(天线跟踪损耗)=26.5dB下行：G/T=56.3-10lg160=34.3dB/kL=92.45+20lgd+20lgf=92.45+20lg37506+20lg12=205.5dBC/N=44+34.3-205.5-75.6+228.6-0.9=24.9总载噪比：22.6六、门限载噪比含义：为保证用户接收到的话音、图像和数据有必要的质量，接收机所必须得到的最低载噪比。也就是说，这时对接收机收到的信号进行解调后能有起码的信噪比或误比特率。为了保证接收机可靠的工作，必须要求接收到的C/N在门限值以上，并有一定的余量。对于模拟制信号通常用信噪比(S/N)表示传输质量的好坏。在设备一定的情况下，S/N取决于解调器输入端的载噪比。右图是调频制解调器输出信噪比与输入载噪比的关系曲线。当C/N小于一定值后，S/N急剧下降，称为门限效应。在通信理论中，通常把曲线从线性变化趋势下降1dB的点称为门限点，而对应的C/N或C/T称为门限电平或门限载噪比。对于数字通信，用误码率表示传输质量。采用不同的调制解调方式，达到相同的误码率所需要的每比特信号能量Eb与噪声功率谱密度n0的比值是不同的。与所要求的误码率相对应的Eb/n0也称门限电平，用(Eb/n0)th表示。设每比特的持续时间为T，传输速率为R，则C/NS/N门限载噪比1dB6Eb=CT=C/R（R=1/T）所以C/n0=EbR/n0BRnENCb0用dB表示为：C/n0=Eb/n0+RC/N=Eb/n0+R-B与解调器输入端门限电平(Eb/N0)th对应的由上式决定的载噪比也称门限载噪比。七、再生型转发器计算公式上面讨论的是目前广泛使用的透明型转发器，卫星上没有信号处理能力。20世纪90年代以来，部分发达国家已先后发射多颗再生型卫星。这种卫星具有很强的星上信号处理能力，是今后卫星的发展方向。在这种转发器中，链路的各个部分是彼此独立的。因此误比特率为edeueuededeuetPPPPPPP)1()1(式中，Peu和Ped分别对应于上行和下行链路的误比特率。第二节干扰分析任何一个通信系统都会受到各种各样的干扰，利用基本线路方程，可以分析这些干扰对上行和下行线路的影响。为了做到这点，必须假定所有的干扰都是高斯型的，且是彼此无关的广义平稳随机过程。一、载波噪声干扰比设i(t)是上行线中附加的干扰信号，它的功率为I，则载波噪声干扰比为：C/(N+I)=C/N’1111ICNCINCNC总的载波噪声干扰比为：11111)(