高频电路原理与分析-第6章--振幅调制、解调与混频

《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频第六章振幅调制、解调与混频6.1振幅调制6.2调幅信号的解调6.3混频6.4混频器的干扰《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频§６-1振幅调制§6-1-1振幅调制概述调制与解调电路是通信、广播、测量等系统中的基本电路之一，为频率变换电路(非线性电路)。调制的其他应用如：直流放大器《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频§6-1-2调幅的方法与电路一、乘法器调幅为四象限乘法器实际典型值：vc(60mv)、vΩ(300mv)、输出载波抑制可达60dB。《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频二、开关型调幅电路要求：VcVΩ即：vc等效为开关函数S(t)1．双二极管平衡调幅电路《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频设：二极管导通电阻为RD，等效负载为2RL对于D1、D2：vc是共模信号，在RL上相消，vΩ是差模信号，vΩS(t)在RL上相加。《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频2．二极管环型调幅电路《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频i5=i1-i4i6=i2-i3i=i5+i6=i1-i4+(i2-i3)=(i1-i2)-(i4-i3)(i1-i2)同上，《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频3．二极管桥型调幅电路无变压器，较实用四个二极管同时导通和截止(上述方法均要求参数完全对称）。《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频4．开关型调幅电路实例对于D1、D2：vc仍是共模信号，vΩ仍是差模信号，负载上得到的电流同(1)。《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频三、晶体管调幅电路基极(发射极)调幅：vΩ控制基极(发射极)电压。集电极(漏极)调幅：vΩ控制集电极(漏极)电压。由选频网络选出vo(已调信号)。1.基极调幅电路(发射极调幅电路)《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频vbe=VBB+vΩ+vc=VBB+VΩcosΩt+VccosωotvΩ、vc幅度不同时：(1)vΩ、vc均较小采用幂级数法分析，产生调幅波。(因非线性失真大，很少使用)(2)vΩ较小(几mv~几十mv)vc较大(几百mv)采用时变参量法分析。(3)vΩ小(几mv)vc大(0.5~1v)采用开关函数法分析。调幅系数m1,线性范围小。(4)vΩ、vc均较大(常用)工作于(甲乙类)欠压状态。φ工作=90~120度过压工作时，vce变化小《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频基极调幅特点：(1)所需vΩ功率小，用于小功率发射机；(2)m不可太大，否则易包络失真；(3)集电极效率低(欠压工作）《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频2.集电极调幅电路vΩ使集电极(电源)电压VΩ发生变化，实现调幅。《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频可见：在欠压区，输出的基波电压的幅度不随Vcc的变化而变化。故：过压工作，可实现调幅。集电极调幅特点：(1)因过压工作，η高(与m无关)，用于大功率调幅发射机。(2)要求vΩ提供较大的驱动功率。(3)m较大时，调幅波非线性失真。《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频3．多重调幅原理(改善线性度)实际工作中，基极、集电极调幅均有非线性失真。例：集电极调幅∵VBB、Vcc不变∴当Vcemin随Vcc(Ωt)减小时,Ic1下降过快，呈非线性关系，调制特性曲线向下弯曲。解决方法：Vcc减小时，Vbemax相应减小；Vcc增大时，Vbemax相应增大。即：Vbemax与Vcc(Ωt)按相同的调制规律变化(双重调幅)。(1)采用自给偏压电路《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频VBB=-Ib0Rb在过压区：VΩ↓,Vcc(Ωt)↓,Ib0↑,Vbemax=(VBB+Vc)↓VΩ↑,Vcc(Ωt)↑,Ib0↓,Vbemax=(VBB+Vc)↑(2)采用双重调幅电路①集电极—基极双重调幅集电极调幅时，部分vΩ调基极偏压，使：Vcc(Ωt)↓时，VBB(Ωt)同时↓；Vcc(Ωt)↑时，VBB(Ωt)同时↑。②集电极—集电极双重调幅对相邻的末前级和末级，采用相同的vΩ同时进行集电极调幅。即：末级Vcc(Ωt)↓时,VBB(Ωt)(末前级Vcc)↓末级Vcc(Ωt)↑时,VBB(Ωt)(末前级Vcc)↑《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频§6-1-3单边带调制一、特点:1.压缩频带；2.节省功率；3.受传播条件(衰落和相移)的影响小；4.设备复杂。二、单边带产生方法(一）滤波法难点：接近理想的带通滤波器难以实现。解决：1.频率由低到高,多级相乘和滤波。2.采用VSB。《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频（二）相移法难点：多频工作时,调制信号的宽带相移难以实现。《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频§６-２§6-2-1调幅解调的方法振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类。包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法。由于AM信号的包络与调制信号成线性关系,因此包络检波只适用于AM波。其原理框图如图6―30所示。《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频图6―30包络检波的原理框图ui非线性电路(器件)低通滤波器u00fttf00F(a)(b)fc＋Ffcfc－F《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频图6―31同步解调器的框图插入载波同步解调器低通滤波器uUcos(ct＋c)DSB信号SSB信号或ffc＋Ffcfc－Fffc＋F00fF0《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频同步检波又可以分为乘积型(图6―32(a))和叠加型(图6―32(b))两类。它们都需要用恢复的载波信号ur进行解调。图6―32同步检波器低通滤波器us(a)uo×ur包络检波器us(b)uo＋ur《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频§6-2-2二极管峰值包络检波器1．图6―33(a)是二极管峰值包络检波器的原理电路。它是由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。11cRRCC式中,ωc为输入信号的载频,在超外差接收机中则为中频ωIΩ为调制频率。在理想情况下,RC网络的阻抗Z应为()0()cZZR《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频图6―33(a)原理电路(b)二极管导通(c)二极管截止uiCRVD－＋uo(a)CR－＋uo＋－ui(b)CR(c)－＋uo＋－《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频图6―34加入等幅波时检波器的工作过程uCU1U2uiU3uCU4tUAUB0通断断通(a)(b)(c)t000tUouoiDUav《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频从这个过程可以得出下列几点:(1)检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻R放电的交替重复过程。(2)由于RC时常数远大于输入电压载波周期,放电慢,使得二极管负极永远处于正的较高的电位(因为输出电压接近于高频正弦波的峰值,即Uo≈Um)。(3)二极管电流iD包含平均分量(此种情况为直流分量)Iav及高频分量。《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频图6―35检波器稳态时的电流电压波形0iDgDuDuD－UottiD0iDmax(a)(b)《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频图6―37输入为AM信号时检波器的输出波形图t0(a)(b)t0uC(t)Uo(t)《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频图6―37输入为AM信号时,检波器二极管的电压及电流波形0iDuD－Uo(t)uDiDt0《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频图6―38包络检波器的输出电路CRu(a)RgCgCRUdc(b)CR《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频2．1)传输系数Kd检波器传输系数Kd或称为检波系数、检波效率,是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量。若输入载波电压振幅为Um,输出直流电压为Uo,则Kd定义为odmdCUKUUKmU(6―43a)(6―43b)《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频由于输入大信号,检波器工作在大信号状态,二极管的伏安特性可用折线近似。在考虑输入为等幅波,采用理想的高频滤波,并以通过原点的折线表示二极管特性(忽略二极管的导通电压VP),则由图6―35有:000DDDDDguuiu(6―44)(6―45)式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,θ为电流通角,iD是周期性余弦脉冲,其平均分量I0为max()(1cos)DDmoDmigUUgU《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频式中,α0(θ)、α1(θ)为电流分解系数。由式(6―43(a))和图6―35可得0max01max1()(sincos)()(sinsin)DmDDmDgUIiagUIia基频分量为(6―47)(6―47)cosodmUKU(6―48)《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频由此可见,检波系数Kd是检波器电流iD的通角θ的函数,求出θ后,就可得Kd。由式(6―47)Uo=I0R,有(sincos)cosooDmmUIRgRUU(6―49)等式两边各除以cosθ,可得tanDgR(6―50)当gDR很大时,如gDR≥50时,tanθ≈θ-θ3/3,代入式(7-50),有33DgR(6―51)《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频图6―39Kd～gDR关系曲线图020406080100gDRKd0.20.40.60.81.00Kd0.20.40.60.81.0101001000gDRRC＝0RC＝5RC＝∞图6―40滤波电路对Kd的影响《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频2)输入电阻Ri检波器的输入阻抗包括输入电阻Ri及输入电容Ci,如图6―41所示。输入电阻是输入载波电压的振幅Um与检波器电流的基频分量振幅I1之比值,即1miURI(6―52)输入电阻是前级的负载,它直接并入输入回路,影响着回路的有效Q值及回路阻抗。由式(6―47),有(sincos)iDRg(6―53)《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频图6―41检波器的输入阻抗CRisR0LC1ZiRiCi《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频当gDR≥50时,θ很小,sinθ≈θ-θ3/7,cosθ≈1-θ2/2,代入上式,可得2222mCiiUURRRR《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频3．1)在二极管截止期间,电容C两端电压下降的速度取决于RC的时常数。图6―42惰性失真的波形0uCtui《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频为了避免产生惰性失真,必须在任何一个高频周期内,使电容C通过R放电的速度大于或等于包络的下降速度,即()ouUttt(6―55)如果输入信号为单音调制的AM波,在t1时刻其包络的变化速度为11()sinttmUtmUtt(6―57)《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频二极管停止导通的瞬间,电容两端电压uC近似为输入电压包络值,即uC=Um(1+mcosΩt)。从t1时刻开始通过R放电的速度为1111111[](1cos)sin11costtttRCRCCmueUmtetRCRCmtAmt将式(6―57)和式(6―57)代入式(6―55),可得《高频电路原理与分析》第6章振幅调制、解调及混频实际上,不同的t1,U(t)和Cu的下降速度不同,为避免产生惰性失真,必须保证A值最大时,仍有Amax≤1。故令da／dt1=0,得122maxmaxmaxcos11tmmRCmmRCm