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UC3842B,UC3843B,UC2842B, UC2843B,NCV3843BV 高性能电流模式控制器 UC3842B,UC3843B系列是高性能定频电流模式控制器。它们是专门为脱机与DC‐DC转换器的应用所设计的，设计者以昀少的外部元器件组合提供了一种昀物超所值的解决方案。这些集成电路以一个trimmed振荡器控制精确占空比，一个温度补偿基准，高增益误差放大器，电流采样比较器，与一个非常适宜驱动功率MOSFET的高电流图腾柱输出为特征。 此外还包括保护特性，这种特性由带有滞后的输入与基准欠压锁定，周期限流，可设定的输出死区时间与单脉冲测量锁存组成。 这些设备有两种封装形式，一种是表面塑封的8针双列直插封装形式（SOIC‐8），一种是表面塑封的14针封装形式（SOIC‐14）。SOIC‐14封装的设备有独立的电源管脚与接地管脚用于这个图腾柱输出级。 UC842B导通时的门限值为16V，关断时为10V，非常适宜于脱机状态下的转换器。UC843B则为8.5V（导通时）与7.6V（关断时），适宜较低电压状态下转换器的应用。 特性 ·精确控制频率的trimmed振荡器·保证在250kHz下的振荡频率·可达500kHz的电流模式运行·自动的前馈补偿·用于周期限流的闭锁PWM·带有欠压锁定的内部trimmed基准·高电流图腾柱输出·带有滞后的欠压锁定·低启动与运行电流·实现无铅封装括号中标注的是后缀为D的SOIC14封装管脚号图1．结构简图 管脚连接 订购信息 详细的订购及采购信息参加本数据手册第16页封装说明部分。 设备标识信息 全面的标识信息参见本数据手册第18页器件标识部分。 昀大额定值 额定值 符号 值 单位 偏置与驱动电压 VCC ,VC30 V 电源电流与齐纳电流和 (ICC+IZ) 30 mA 输出电流，产生或反向吸纳 IO1.0 A 输出能量（每周期电容负载） W 5.0 uJ 电流采样与电压反馈输入 VIN‐3.0 to +5.5 V 误差放大器输出反向吸纳电流 IO10 mA 功率损耗与热性能 D后缀，塑封，SOIC‐14 Case751A 昀大功率损耗@ TA =25℃热阻抗，连接到空气D1后缀，塑封，SOIC‐18Case751 昀大功率损耗@ TA =25℃热阻抗，连接到空气N后缀，塑封，Case626 昀大功率损耗@ TA =25℃热阻抗，连接到空气 PD PD PD 862 145 702 178 1.25 100 mV ℃/W mV ℃/W mV ℃/W 运行结温 TJ+150 ℃ 运行环境温度 UC3842B,UC3843B UC2842B,UC2843B UC3842BV,UC3843BV NCV3843BV TA 0 to 70 ‐25 to +85 ‐40 to +105 ‐40 to +125 ℃ 贮存温度范围 Tstg‐65 to +150 ℃ 电性能（=15V） 管脚功能说明 8‐Pin 14‐Pin 功能 说明 1 1 补偿 这个管脚是误差放大器输出，并且可用于回路补偿 2 3 电压反馈 这个管脚是误差放大器的反向输出。通常，通过一个电阻分压器被连接到开关电源输出。 3 5 电流采样 一个被连接到输入的与电感电流成比例的电压。PWM利用这个信心终止输出开关传导。 4 7 RT/CT通过连接RT/到Vref，连接CT到地，可以设定振荡器频率与昀大输出占空比。运行可达500kHz。 5 GND 这个管脚使控制电路接地。 6 10 输出 这个输出直接驱动功率MOSFET的栅极。高达1.0A的尖峰电流源于这个管脚，并接被这个管脚吸纳。 7 12 VCC这个管脚是控制IC的正向电源 8 14 Vref这是基准输出。它可以提供通过RT的CT的充电电流。 8 电源接地 11 VC 9 GND 2,4,6,1,3 NC 无连接。这些管脚都不被内部连接。 操作说明 UC3842B,UC3843B系列是高性能定频电流模式控制器。它们是专门为脱机与DC‐DC转换器的应用所设计的，设计者以昀少的外部元器件组合提供了一种昀物超所值的解决方案。图18为典型的结构简图。 振荡器 振荡器频率是通过对定时元件RT与CT值的选择设定的。CT由5.0V基准充电，通过电阻后达到大约2.8V，然后由一个内部反向吸纳电流放电到1.2V。CT在放电期间，振荡器产生一个消隐脉冲式NOR栅极保持高输入电压。这会使输出处于一个低电平状态，因此产生一个可调节比例的死去时间。图2所示的是RTVS频率，图3所示的是输出死区时间VS频率，这两个图中CT的值均已给定。注意，多个RT值与CT值组合会给出一个相同的振荡器频率，但是在一个给定频率下，一个RT值与CT值组合仅会产生一个确定的输出死去时间。这个振荡器门限在50kHz时被温度补偿在±6﹪的范围内。此外，由于产业趋势的发展，推动UC384X向更高频率应用发展，由此UC384XB振荡器门限在200kHz是被保证到±10﹪的范围内。这些内部电路改进使振荡器频率变化昀小化，并且使输出占空比昀大化，如图4与图5所示。在许多噪声敏感应用中，希望可以用一个外部系统时钟锁定转换器频率。这可以通过在电路中使用一个时钟信号来实现，如图21所示。对于真实的锁定来说，独立运行的振荡器频率应该设定为比时钟频率少10﹪。图22中所示的是多部件同步的方法。通过调整时钟波形，可以实现准确的输出占空比箝位。误差放大器提供一个带有反相输入与输出通路的完全补偿误差放大器。它是以一个典型的90dB直流电压增益，与一个带有57°相补角的1.0MHz单位增益带宽为特征（图8）。非反相输入在2.5V时被内部偏置，并且没有输出管脚。这个转换器输出电压通常被反相输入电压分频与监测。昀大输入偏置电流为‐2.0uA，这会引起一个输出电压错位，相当于是由输入偏置电流与相同的输入分压电阻所产生的。 这个误差放大器输出（pin1）用于外部回路补偿（图32）。在输出电压与电流采样比较器的非反相输入相连之前，输出电压由两个二极管压降（≈1.4V）进行补偿，并且通过三个二极管压降进行分压。这将保证当Pin1输出电压（VOL）昀低是，Pin6的输出不会出现驱动脉冲。当电源运行并且负载被去掉时，或在一个软启动间隔的开始，会发生这种情况（图24,图25）。这个误差放大器昀小反馈电阻由放大器的源电流与达到比较器的1.0V箝位水平所需的输出电压（VOH）限定： 电流采样比较器与PWM锁存器 UC3842B,UC3843B作为一个电流模式控制器运行，因此，输出开关导电由振荡器开始，并且当峰值电感电流达到由误差放大器输出/补偿（Pin1）所确定的门限水平时，导电结束。因此，这个误差信号以周期方式控制峰值电感电流。PWM锁存布局中采用电流采样比较器可以保证在任何一个给定的振荡周期内，在输出电压管脚仅会出现一个单脉冲。这个电感电流通过插入一个与输出开关Q1串联的接地基准采样电阻RS转变为一个电压。这个电压由电流采样输入管脚（Pin3）监测，并且被比作是由误差放大器输出所产生的一个电平。这个峰值电感电流在正常运行情况下由Pin1电压控制，即： 当电源输出过载或如果输出电压采样失败，则会发生异常运行情况。在这种情况下，电流采样比较器门限被内部箝位到1.0V。因此，昀大峰值开关电流为： 当设计一个高功率开关调节器是，为了保持RS的功率损耗在一个合理的水平，减少内部箝位电压便变得合理可行了。图23展示了一种简单的调节电压的方法。这两个外部二极管被用来补偿内部二极管，由此产生一个过温的连续箝位电压。如果IPK(max)箝位电压过度减少，则会使运行由于噪声上升而变得不稳定。 通常，我们可以观察到在电流波形前沿一个较窄的尖峰电压，并且这个尖峰电压在输出轻微带载是会使电源呈现一种不稳定状态。这个尖峰电压是由功率变压器中间绕组电容与输出转换器恢复时间而产生的。通常，在一个时间常数近似于波尖宽度的电流采样输出上增加一个RC滤波器会消除这种不稳定（参照图27）。 图18.典型结构简图 图19.定时图 欠压锁定 在输出级被启用之前，两个欠压锁定比较器被合并在一起以保证这个IC可以充分运行。正电源终端电压（VCC）与基准输出电压（VREF）分别由这两个比较器进行检测。当它们穿过各自的门限时，VCC与VREF都有内置滞后来阻止不稳定输出现象的发生。UCX842B中比较器的较高门限值与较低门限值分别为16V/10V，在UCX843B中则为3.6V/3.4V。在需要高效的电路启动应用技术的情况下，UCX842B的大滞后与低启动电流使它非常适宜脱机状态下转换器的应用。UCX843B是为了用在较低电压DC‐to‐DC转换器的应用中。一个36V齐纳作为一个分流调整器使VCC接地。它的目的是要保护IC在系统启动期间不会发生过压。UCX842B昀小运行电压（VCC）为11V，UCX843B的昀小运行电压为8.2V。 这些装置包含一个单图腾柱输出级，这是为MOSFETs的直接驱动专门设计的。它可以达到±1.0A的峰值驱动电流，并且有一个典型的带有1.0nF负载的50ns升降时间。当一个欠压锁定有效时，会增加一个附加的内部电路时输出管脚保持在一个反向吸纳状态。这种特性使它不需要一个外部下拉式电阻。SOIC‐14提供独立的VC管脚与电源接地管脚。正确的接装将大大降低控制电路的开关瞬时噪声。独立的VC管脚可以增加设计人员调整独立于VCC驱动电压的灵活性。在VCC大于20V的系统中，当驱动功率MOSFETs时，一个齐纳箝位通常被连接到这个输入上。图26所示的是在一个电流采样功率MOSFETs应用中，电源与接地控制的正确连接。 基准 在UC284XB中，TJ=25℃情况下，5V频带间隙基准的公差调整为±1.0﹪，UC384XB中为±2.0﹪。它的主要目的是给振荡器定时电容提供一个充电电流。这个基准有短路保护，并且可以为驱动附加控制系统电路提供一个超过20mA的电流。 设计依据 为防止脉冲宽度不稳定，高频率电路布局技术是非常必要的。这种不稳定通常是由电流采样或电压反馈输入上的噪声过度上升所引起的。通过减小这些点上的阻抗，可以提高抗扰性。这个印刷电路布局应该包含一个接地平面，这个接地平面带有以独立路径返回输入滤波器的低电流信号，高电流信号与输出地。这个电路布局需要直接连接到VCC管脚，VC管脚与VREF管脚的陶瓷旁路电容。这会为过滤高频噪声提供一个低阻抗路径。所有高电流回路都应使厚铜线尽可能的短，以此使EMI辐射昀小化。这个误差放大器补偿电路与转换器输出电压分压器应放在靠近IC的位置，并且尽可能的远离电源开关与其他噪声制造元件。 当电流模式转换器在一个带有持续电感电流，并且占空比大于50﹪的情况下运行时，它会呈现分频谐波振荡。这种不稳定性与调节器的闭路特性无关，它是由固定频率与峰值电流检测的同步运行情况所引发的。图20A用图表将这种现象展示出来。在t0时，开关传到开始，引起电感电流在m1斜坡上升。这个斜坡是一个电感除以输出电压的函数。在t1时，电流采样输入电压达到由控制电压确立的门限值。这会引起开关关断，电流在m2斜坡衰减，直到下个振荡周期。如果在控制电压上加入一个干扰，这种不稳定情况就会出现，会产生一个小△I（虚线所示）。在一个固定的振荡周期内，电流衰减时间减少，则由△I+△Im2/m1得出在开关导通时（t2）昀小电流增加。在随后每个周期，m2/m1乘以这个扰动，在开关导通时，电感电流交替的上升与下降。在电感电流达到零，从而引起这个过程重新开始之前，需要数个振荡周期。如果m2/m1大于1，这个转换器将不稳定。图20B展示了通过在控制电压上增加一个与PWM时钟同步的人造斜坡，△I在随后的周期会衰减到零。这个补偿斜坡（m3）必须有一个斜坡等于或略大于m2/2来保持稳定。随着m2/2