双闭环V-M调速系统中主电路电流调节器及转速调节器的设计

摘要双闭环直流调速系统课程设计摘要：这份课程设计实现了双闭环直流调速系统的设计，实验结果可以准确直观的观察转速-电流双闭环调速系统的启动过程，可方便的设计各种不同的调节器参数及控制策略并分析其多系统性能的影响，取得了很好的效果。进一步解决限流问题，唯一的途径就是对电流也实行反馈控制，问题是怎样处理好转速控制和电流控制之间的关系。经过反复研究和实践，终于发现，如果在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，两者之间实行串联连接，即以转速调节器的输出作为电流调节器ACR的输入，再用电流调节器的输出作为晶闸管触发装置的控制电压，那么这两种调节作用就能互相配合，相辅相成了。关键词：双闭环直流调速系统；不可逆系统；直流电动机；MATLAB；仿真；课程设计目录一设计题目…………………………………………………………………1二已知条件及控制对象的基本参数………………………………………1三设计要求…………………………………………………………………1四设计方法及步骤…………………………………………………………1Ⅰ用工程设计方法设计………………………………………………1（1）系统设计的一般原则……………………………………………1（2）电流调节器设计…………………………………………………2（3）转速调节器设计…………………………………………………5Ⅱ用西门子调节器最佳整定法设计…………………………………9（1）电流环的动态校正………………………………………………9（2）转速换的动态校正………………………………………………10Ⅲ两种设计方法的分析与比较……………………………………11五设计心得…………………………………………………………………11六参考文献…………………………………………………………………12一、设计题目：双闭环V-M调速系统中主电路电流调节器及转速调节器的设计二、已知条件及控制对象的基本参数：（1）已知电动机参数为：nomp=3kW，nomU=220V，nomI=17.5A，nomn=1500r/min，电枢绕组电阻aR=1.25，2GD=3.532Nm。采用三相全控桥式电路，整流装置内阻recR=1.3。平波电抗器电阻LR=0.3。整流回路总电感L=200mH。（2）这里暂不考虑稳定性问题，设ASR和ACR均采用PI调节器，ASR限幅输出imU=－8V，ACR限幅输出ctmU=8V，最大给定nmU=10V，调速范围D=20，静差率s=10%，堵转电流dblI=2.1nomI，临界截止电流dcrI=2nomI。（3）设计指标：电流超调量δi%5%，空载起动到额定转速时的转速超调量δn10%，空载起动到额定转速的过渡过程时间ts0.5。三、设计要求（1）分别用工程设计方法和西门子调节器最佳整定法进行设计，决定ASR和ACR结构并选择参数。（2）对上述两种设计方法进行分析比较。（3）设计过程中应画出双闭环调速系统的电路原理图及动态结构图四、设计方法及步骤：Ⅰ用工程设计方法设计（1）系统设计的一般原则：按照“先内环后外环”的设计原则，从内环开始，逐步向外扩展。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。双闭环调速系统的实际动态结构框图如图2-22所示，它包括了电流滤波，转速滤波和两个给定信号的滤波环节。由于电流检测信号中经常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输入，需要加低通滤波。这样的滤波环节传递函数可用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数Toi按需要选定，以滤平电流检测信号为准。然而，在一直交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。其意义是，让给定信号和反馈信号经过相同时间的延时，是二者在时间上得到恰当的配合，从而带来设计上的方便。由于测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，滤波时间常数用Ton表示。再根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入时间常数为Ton的给定滤波环节。（2）电流环设计电流环动态结构图及简化在图2-22点画线框内的电流环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。实际上，反电动势与转速成反比，它代表转速对电流环的影响。在一般情况下，系统的电磁时间常数Tl远小于几机电时间常数Tm,因此，转速的变化往往比电流的变化慢的多，对电流环来说，反电动势是一个变化比较缓慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即dE=0.在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的影响，也就是说，可以暂且把电动势的作用去掉，得到电流环的近似结构框图，如图2-23所示。可证明，忽略反电动势对电流环作用的近似条件是：式中wci---电流环开环频率特性的截止频率。如果吧给定滤波和反馈两个环节都等效的移到环内，同时把给定信号改成Ui*(s)/,则电流环就等效成电流负反馈系统，从这里可以看出两个滤波环节时间常数取值相同的方便之处了。最后由于Ts和Toi一般都比Tl小的多，可应当作小惯性群而近似的看作一个惯性环节，其时间常数为：TTToisi进而再一步简化电流环动态结构图。1）确定时间常数根据已知数据得Tm=2375emGDRCC=23.532.853750.13230s=0.162s3200100.072.85lLTssR三相桥式晶闸管整流电路的平均时间0.0017sTs，取电流反馈滤波时间常数0.002oiTs，可得电流环的小时间常数为iTsT+oiT=0.0017s+0.002s=0.0037s2）选择电流调节器结构虽然liTT=0.070.0037=18.910，但从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，对电流超调量有较严格要求，而抗扰指标却没有具体要求，所以对电网电压的波动的及时抗扰作用只是次要因素。为此，电流环应以跟随性能为主，因此电流环仍按典型I型系统设计。电流调节器选用PI调节器，其传递函数为：1()iACRiisWSKs3）选择电流调节器参数积分时间常数i=lT=0.07s为满足δi%5%要求，取电流环开环增益IK为IK=12iT=1(20.0037)1s=135.141s电流调节器比例系数iK为iK=iIsRKK=135.140.072.853.270.21837.84取调节器的输入电阻oR=20k，则电流调节器的各参数为iR=iKoR=3.2720k=60.54k，取62kiC=iiR=630.07106210F=1.13F，取1FoiC=4oioTR=5340.002102010F=0.4F，取0.47F根据上述参数可以达到的动态指标为δi%=4.3%5%故能满足设计要求。4）校验近似条件电流环截至频率ci=IK=135.141s，晶闸管装置传递函数近似条件为ci13sT,现13sT130.00171s=196.11sci故该近似条件满足。忽略反电动势影响的近似条件为ci31/()mlTT，现31/()mlTT=31/(0.1620.07)1s=28.21sci故该近似条件满足。小时间常数近似处理条件为ci11/()3soiTT，现11/()3soiTT=11/(0.00170.002)31s=180.81sci故该近似条件满足。（3）转速环设计电流环经过简化后可视作为转速环中的一个环节，为此，需要求出它的闭环传递函数Wcli（s），忽略高次项，可由近似条件TKwiIcn31，降阶近似为111KWIclis接入转速环内，电流环在转速环内应等效为：111sKI这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似的等效为只有较小时间常数1/IK的一个惯性环节，这就表明，电流的闭环控制改造了控制对象，加快了电流的跟随作用，这是局部闭环（内环）的一个重要功能。转速环动态结构图及简化：1）确定时间常数因nU=nomn，故转速反馈系数为=nnomUn=101500Vmin/r=0.0067Vmin/r电流环的等级时间常数为2iT=0.0074s。取转速反馈滤波时间常数onT=0.01s，转速环的时间常数为2nionTTT=0.0074s+0.01s=0.0174s2）选择转速调节器结构设计要求中虽然允许系统有静差，转速调节器的稳态放大系数很大，因此转速调节器如采用比例调节器，将很难满足稳定性要求。为此，转速调节器采用近似PI调节器，按典型II型系统进行设计。这样的系统同时也可满足动态抗扰性能好的要求。至于其阶跃响应超调量较大那是线性系统的计算数据，实际系统中转速调节器的饱和非线性性质会使超调量大大降低，当近似PI调节器的稳态放大系数很大时，其传递函数可表示为1()nASRnnsWSKs3）选择转速调节器参数按跟随性能和抗扰性能较好的原则选择h=5，求出转速超调量δn%和过渡过程时间st。如果能够满足设计要求，则可根据所选的h值计算有关参数；否则要改变h值重新进行计算，直到满足设计要求为止。当h=5时，ASR退饱和超调量为δn%=max(%)bCC2()nomnmznTnT式中，为电动机允许过载系数，按题意=2.1；z为负载系数，设为理想空载起动，则z=0;nomn为调速系统开环机械特性的额定稳态速降，nomn=nomeIRC；max(%)bCC是基准值为bC时的超调量相对值，而bC=2()nnommTznT。当h=5时，max(%)bCC=81.2%，故起动到额定转速，即n=nomn时，退饱和超调量为δn=9.2%10%满足设计要求。空载起动到额定转速的过渡过程中，由于在大部分时间内ASR饱和而不起调节作用，使过渡过程时间st延长，st可表示为st=2t+0t其中2t为恒流升速时间，0t是退饱和超调过渡过程时间。2t=emnomnomCTnRI=0.1320.16215002.852.117.5s=0.31s退饱和超调过渡过程时间等于动态速升的回复时间。当h=5时0t=8.8nT=0.153s。但恢复时间是按误差为5%bC计算的。这里bC=22KTN=2nnomemRTICT=170.4r/min，故5%bC=8.5r/min。这就是说，转速进入8.5r/min的恢复时间为0.153s。但这里的恢复时间应按转速进入5%nomn来计算，由于5%nomn=75r/min〉〉8.5r/min，显然所需时间将远小于0.153s，故可忽略不计，于是st2t=0.31s。可见，能满足设计要求。这样，就可根据h=5选择转速调节器的参数。ASR的时间常数为n=hnT=50.0174s=0.087s转速环开环增益为2212NnhKhT=226500.0174s=2396.4sASR比例系数为(1)2emnnhCTKhRT=60.2180.1320.162100.00672.850.0174=8.4如设调节器输入电阻oR=20k，则nR=nKoR=8.420k=168k，取160knC=nnR=830.0871016010F=0.54F,取0.47FonC=4onnTR=6340.01102010F=2F，取2F4）校验近似条件转速环截止频率为cn=1NK=NKn=396.40.0871s=34.51s电流闭环传递函数简化条件为cn15iT，现15iT=150.00371s=54.11scn故满足该简化条件。小时间常数近似处理条件为cn11/(2)3ionTT，现11/(2)3ionTT=11/(20.00370.01)31s=38.751scn故满足该简化条件5）易犯错误由例2-