陆东海(0700210423)毕设(翻译)英文译文

毕业设计(论文)英文翻译译文院（系）：信息与通信学院专业：通信工程学生姓名：陆东海学号：0700210423指导教师：梁红玉职称：讲师2009年3月20日桂林电子科技大学毕业设计（论文）译文用纸第1页共19页基带信号解调与检测基带信号传输中的接收波形已经是脉冲形式了,为什么还需要解调器来恢复脉冲波形呢？原因是接收到的基带波形不是理想脉冲波形（每个码元只占据自己的码元间隔）。由于发射端滤波器和信道的原因，接收到的脉冲序列存在着码间串扰（ISI），导致了拖尾信号的产生，这样的信号不利于采样检测。解调器（接收滤波器）的目的是消除码间串扰，恢复具有大信噪比（SNR）的基带信号。本章讲述的均衡技术就能实现这个目的。虽然并不是所有的通信信道都需要均衡，但是由于它是一种综合的补偿信道干扰的的信号处理技术，因此成为许多系统很重要的组成部分。第4章讲述的检测过程的带通模型，本质上与本章介绍的基带模型相同，因为在检测前都必须将带通信号转换为基带信号。相对线性系统而言，信号检测的数学表达式不受频率搬移的影响，而且可以得到下面的等价定理：先对带通信号做线性化处理，然后用外差法将信号转换为基带信号；所得到的结果与先用外差法将信号转换为基带信号，然后再对此基带信号做相应的线性化处理相同。“外差”是指一种叫做“频率转换”或“混频”的信号处理过程，它实现了信号的频谱搬移。该等价定理的一个推论是：所有的线性仿真处理过程对于基带信号的作用结果和对于带通信号作用的结果都是相同的，这表明可以把大部分数字通信系统当做基带系统进行描述和分析。桂林电子科技大学毕业设计（论文）译文用纸第2页共19页3.1信号和噪声3.1.1通信系统中差错性能的恶化。检测器的目的是以尽可能少的差错从已经产生失真的接收波形中恢复原始信息流。引起差错性能下降的主要原因有两个：一是3.3节将介绍的发送端、信道和接收端的滤波器的共同影响，非理想的系统传递函数将会导致码元“拖尾”而产生码间串扰（ISI）。二是电子噪声以及其他各种噪声源的干扰，如宇宙大气噪声、开关瞬态噪声、互调噪声和来自其他噪声源的干扰信号（这些将在第5章介绍）。采用适当的预防措施可以有效地减少甚至消除许多接收器中的噪声和干扰。但是有一种噪声是无法消除的，就是导体中由于电子热运动而产生的热噪声，这种噪声是一种加性噪声，存在于放大器和电路中。由量子力学中关于热噪声的统计特性可知，此噪声的主要统计特性是噪声振幅服从正太或高斯分布，见图1.7。由该图可知，振幅值主要集中在零点附近。从理论上讲，噪声的幅度可以达到无穷大，但是发生这种情况的概率很小。在通信系统中，热噪声的主要频谱特性是：在讨论的频谱范围内，双边功率谱密度2/)(0NfGn。换句话说，热噪声的的高频部分（至1210Hz）的功率谱密度与低频部分的功率谱密度相同。当噪声的功率谱密度是常数时，称为白噪声。因为热噪声存在于所有的通信系统中，并且在许多系统中都是主要的噪声源，所以在信号检测过程中或者接收机设计中，通常利用热噪声的特性（加性、白的、高斯的）建立噪声模型。若信道为AWGN信道且没有其他损耗，就可以认为信道衰减是由热噪声引起的。3.1.2通解调和检测在给定的信号间隔T内，二进制基带系统可能发送的信号波形有两种，分别记为)(1tg和)(2tg。所以二进制带通系统可能发送的信号波形也有两种，分别记为)(1tS和)(2tS。既然带通信号和基带信号的一般解调检测方法是相同的，那么这里就可以用)(tSi作为发送波形的一般表示，而不必区分是带通系统还是基带系统，于是对于本章介绍的大多数基带信号解调/检测处理与第4章中带通信号的相关处理是一致的。因而，在任何二进制信道中，定义在码元间隔（0，T）上发送的信号可以表示为信道的冲激响应为)(thc，噪声为)(tn，相应的接收信号)(tr如式（1.1）所示，即M,.......,1)()(*)()(itnthtstrci0,0)(1,T0)()(21二进制二进制TttSttStSi桂林电子科技大学毕业设计（论文）译文用纸第3页共19页其中，)(tn假定是均值为零的加性高斯白噪声（AWGN），*表示卷积运算。对于理想信道的二进制传输来说，卷积)(thc不会产生干扰（因为理想信道中)(thc是冲激函数），此时)(tr的表达式可以简化为图3.1给出了典型数字接收机解调/检测的示意图。有些作者将“解调”和“检测”交互使用，但在本书中“解调”是指信号波形的恢复（恢复为无失真基带脉冲），“检测”则是指采样判决过程。如果没有纠错编码，检测器的输出是信息码元的估计（也称为硬判决）。如果采用纠错编码，则检测器输出是信道码元（编码位）的估计，它可以是硬判决也可以是软判决（见7.3.2节）。为了简化表述，在不引起混淆的情况下，用“检测”表示包括判决过程在内的所有接收机信号处理的过程。图3.1中解调器部分的“频率下搬移”方框的作用是将射频信号进行频谱搬移，这个功能的具体实现方法有多种。该方框既可以放在接收机前端，也可以置于解调器中，或者略去。接收滤波器位于图3.1所示的解调和采样方框中间，它的作用是恢复信号波形，为接下来的的一个非常重要的步骤——检测做准备。由于发送机和信道的滤波作用，接收序列存在着码间串扰，因而不适合直接进行采样检测。接收滤波器的目的是在无码间串扰的前提下，恢复出具有最大信噪比的基带脉冲。能够实现这个功能的最佳接收滤波器称为匹配滤波器或相关器，此部分内容将在3.2.2节和3.2.3节中介绍。若信道产生的码间串扰使信号发生失真，则可以在接收滤波器之后接一个均衡器。为了强调它们各自Ttitntstri0,2,1)()()(imin桂林电子科技大学毕业设计（论文）译文用纸第4页共19页的功能，接收滤波器和均衡器以两个分离的方框出现。但在大多数情况下，当采用均衡器时，单个滤波器应设计为两个功能的合并，即它能同时补偿发送器和信道产生的信号失真。这样的合成滤波器通常简称为均衡滤波器或接收均衡滤波器。图3.1突出了解调/检测过程的两个步骤。第一个步骤是从波形到采样信号的转化，由解调器之后的采样器完成。在采样器的输出端，将每个码元间隔T的末端点，即预检测点的采样记为)(tZ，有时也称为检测统计量。)(tZ的电压值与接收信号的能量成正比，与噪声的能量成反比。第二个步骤是根据采样信号的数字意义做出判决（检测）。假定输入噪声是高斯随机过程，解调器中的接收滤波器是线性的。由于高斯随机过程的线性变换仍然是高斯随机过程，因此滤波器的输出噪声也是高斯的。第一个步骤的输出是如下的检测统计量：其中)(tai是所需的信号分量，)(0tn是噪声分量。为了简化表述，通常将式子（3.3）表示为0nazii，噪声分量0n是均值为零的高斯随机变量，所以)(tz是均值为1a或2a的高斯随机变量（具体是哪一个取决于发送的二进制信息是0还是1）。1.5.5节已经介绍，高斯随机变量0n的概率密度函数为其中，20是噪声方差。所以由式（3.3）和式（3.4）可以得到条件概率密度函数1szp和2szp的表达式为其曲线表示见图3.2。右边的条件概率密度函数1szp称为1s的似然函数，表示在已知输入为1s的条件下随机变量TZ的概率密度函数。同样地，左边的条件概率密度函数2szp称为2s的似然函数，表示在已知输入为2s的条件下随机变量TZ的概率密度函数。横坐标TZ表示图3.1中第一个步骤采样输出的取值范围。2,1)()()(0itntatZi0000221exp21)(nnp0101221exp21)(azszp0202221exp21)(azszp桂林电子科技大学毕业设计（论文）译文用纸第5页共19页图3.2条件概率密度函数1szp和2szp对于接收信号采样后，波形的实际形状已经不重要了；所有采样结果相同的波形对于检测目的来说都是等价的。后面将看到，只要输入信号的能量相等，第一个步骤（见图3.1）中的最佳接收滤波器（匹配滤波器）的输出TZ都是相同的。所以接收信号的能量（而不是波形）是信号检测过程最重要的参数，这也是基带信号的检测分析与带通信号的检测分析相同的原因。因为TZ是与接收码元能量成正比的电压信号，所以TZ越大，检测过程信号受噪声的影响就越小。在第二步骤中通过比较TZ与所选择门限值的大小做出判决，即比较下式：其中，1H和2H是两种可能的（二进制）假设。该不等式表明，若TZ，则选择1H；若TZ则选择2H；若TZ，可任选其一，选择1H等价于判决)(1tS为输入波形，发送信息为二进制1；类似地，选择2H等价于判决)(2tS为输入波形，发送信息为二进制0。3.1.3信号和噪声的矢量表示本节将给出一种适合基带信号波形和带通信号波形的几何（矢量）表示方法。用N个线性独立的函数（称为基函数）构成的空间表示一个N维正交空间,该空间中的任意一个函数都可以由基函数线性表示。基函数必须满足以下条件：式中的算子：12)(HHTzNKjTtKdtttjkjkTj,...,1,00其他,0kj,1jk桂林电子科技大学毕业设计（论文）译文用纸第6页共19页称为函数。当jK是非零常数时，信号空间是正交的。标准化基函数使jK=1.，则该信号空间称为标准正交空间。对正交的基本要求是基函数两两不相关，在检测过程中互不干扰。从几何角度看，)(tj垂直于)(tk，其中kj。图3.3给出N=3正交空间的一个几何示意图，图中的三个互相垂直的坐标轴分别为)(1t、)(2t和)(3t。如果)(tj对应于信号分量的实值电压或电流，假定负载为1。那么运用式（1.5）和式（3.8）可以求得T秒内j在负载上消耗的归一化能量（用焦表示）为：图3.2信号波形tsm的矢量表示采用正交信号空间的一个重要原因，是在此空间中可以容易地表示出信号的欧几里得距离，而欧氏距离是信号检测的基础。即使信号不能构成这样的正交系，也可以表示为一组正交波形的线性组合形式。可以证明，任何一组数目有限，持续时间为T、物理可实现的波形tsi（i=1,...,M）都可以用N个相互正交的波形)(1t,)(2t,...,)(tN(MN)线性表征，即上式可以简化为jTjjKdttE02tatatatsNN12121111....tatatatsNN22221212....tatatatsNMNMMM....2211......MitatsNjjiji,....,11桂林电子科技大学毕业设计（论文）译文用纸第7页共19页其中相关系数ija是信号tsi的tj的分量值。这里没有指定tj的形状，该波形依赖于信号波形，且应该比较简单。信号波形tsi可以看做一组矢量。例如，若N=3，可以根据波形：找出对应矢量ms在三维欧式空间中的点，其坐标为mNmmaaa,...,,21，如图3.3所示。矢量方向描述了信号间的关系（关于相位和频率），矢量振幅is代表一个码元间隔内信号能量的量度。一般地，一旦确定了N个正交基函数，则每个发送信号波形tsi可以由对应矢量：的系数完全确定。现用s、)(ts分别表示信号矢量、信号波形以简化描述。用信号矢量可以方便地表述检测问题，如图3.4所示。矢量js和ks代表M波形集)(tsi的原型或参照矢量。接收机预知M信号记得每个参照矢量和噪声矢量的合成，即nsj或nsk，这里，n代表噪声矢量。噪声是加性高斯噪声，因此接收信号在信号空间中是以js和ks为中心的云状分布。在点集中心即靠近参考信号的地方，点的密度较大；远离中心的地方则相对较小。标有“r”的箭头代表某个码元间隔内到达接收机的信号矢量；接收机的任务可以表达为：判定r