大功率直驱风电系统高效率变流器设计

第30卷第30期中国电机工程学报Vol.30No.30Oct.25,20102010年10月25日ProceedingsoftheCSEE©2010Chin.Soc.forElec.Eng.15文章编号：0258-8013(2010)30-0015-07中图分类号：TM46文献标志码：A学科分类号：470·40大功率直驱风电系统高效率变流器设计曾翔君，张宏韬，李迎，房鲁光，杨旭(西安交通大学电气工程学院，陕西省西安市710049)DesignofHigh-efficiencyConvertersforLargeDirect-driveWindTurbinesZENGXiangjun,ZHANGHongtao,LIYing,FANGLuguang,YANGXu(SchoolofElectricalEngineering,Xi’anJiaotongUniversity,Xi’an710049,ShaanxiProvince,China)ABSTRACT:Thestatorvoltageofgeneratorisusually690VforlargeMWdirect-drivewindturbinesothatthecurrentratingisveryhigh.Asaresult,thefull-sizeconvertersaredifficulttobedesignedandmanufactured,moreover,theefficiencyproblemisconsiderable.Thispaperproposedasolutionbasedonthemultiphasepermanentmagnetsynchronousgenerator(MPPMSG)withhybridthree-levelfull-sizeconverters,whichisthoughtasanalternativeforthetraditionalthree-phasePMSGwiththeshuntedtwo-levelconvertersandexpectedtoofferbetterharmonicpropertiesandefficiency.Thepaperdiscussedtheparameterdesignofthedifferentconvertersusedintheproposedsystem.Andtheharmonics,efficiencyandcostswerecomparedwiththetraditionaltwo-levelsystem.KEYWORDS:direct-drivewindturbine;full-sizeconverter;three-levelconverter摘要：在兆瓦级直驱风电系统中，发电机定子电压等级通常采用较低的690V，而定子电流等级则很高，给全功率变流器的设计和制造造成了的困难，特别是效率问题比较突出。提出一种基于直驱多相永磁同步发电机和三电平混合式变流器的技术方案，用以替代传统的三相发电机和两电平变流器并联方案，具有更好的谐波性能和效率。讨论不同变流器拓扑在方案中的应用及其参数设计方法，并在谐波、效率和成本方面进行了比较。关键词：直驱风力机；全功率变流器；三电平变流器0引言兆瓦级以上的风电机组是当前风力发电技术的主流，目前单机功率已经达到5MW以上，并进一步向更高的等级发展，以适应未来海上风电的要基金项目：台达电力电子科教发展计划资助。SupportedbyPowerElectronicsScienceandEducationDevelopmentProgramofDeltaEnvironmental&EducationalFoundation．求。直驱风电机组方案由于不需要变速箱，可大大提高系统的效率，缩短故障平均维护时间，改善系统的可靠性[1-2]，但是直驱方案需要全功率电力电子变流器来实现风力机的变速控制。由于风力发电机的常规电压等级为690V(或960V)，这使得全功率变流器必须处理比较大的定子电流，不仅造成滤波电抗等无源元件体积庞大，同时引起效率的问题也非常突出。为了降低功率半导体器件和无源元件的开销，常规的解决方案是采用传统的两电平(twolevel，2L)变流器并联来分摊容量[3]。本文提出一种基于多相永磁同步发电机(multiphasepermanentmagnetsynchronousgenerator，MPPMSG)和三电平(threelevel，3L)混合式全功率变流器的直驱风电系统方案。这种方案通过3L变流器串联和并联组合替代常规的2L变流器并联方案。串联组合可以提高直流母线电压等级，使3L逆变器工作于中压范围；并联组合则能够克服3L变流器电容中点电压脉动。更重要的是该方案可以实现较高的变换效率和谐波性能。本文将详细讨论不同拓扑结构的3L变流器在所提方案中的应用及参数设计方法，并在此基础上对其谐波、损耗特性及成本与传统的三相发电机和2L变流器并联方案进行比较。1基于多相永磁同步发电机和3L混合式全功率变流器的风电系统结构本文提出的基于MPPMSG和3L混合式背靠背变流器的系统结构示意图如图1所示。图示系统具有以下几个特点：1）直接通过永磁同步发电机的多相绕组设计产生多组隔离三相电源，不仅可以简化变流器的并联，克服零序环流，也能够实现变流器的串联[3-5]。2）发电机为六相电机，但是每相都16中国电机工程学报第30卷包括一对空间相差为180°的反向绕组(图1中分别标注为0°和180°，30°和210°)。4个隔离的三相绕组分别连接Vienna整流器，其中反向绕组被用于2个Vienna整流器并联，以消除电容中点电压脉动。3）发电机的定子漏抗可直接被用作Vienna整流器的Boost电感。4）直流母线电压通过Vienna整流器串联被提高到中压范围，并网逆变器采用2组3L变流器并联。提高母线电压可以充分利用3L变流器在中压范围的应用优势，一方面降低输出变流器的电流等级，另一方面减少滤波器的数量。从输出容量上考虑，一组中压3L变流器相当于2组低压2L变流器并联。5）电网侧升压变压器也设计成多相，低压侧2组隔离的三相绕组互为反相。通过隔离绕组实现3L变流器并联，可以消除并联环流，反相设计则能够自动抵消直流母线中点电压的脉动。图2为2L变流器和常用的3L变流器一个支路MPPMSGM210°333330°180°0°Vienna整流器3L180°0°Y3图1多相PMSG和三电平混合式全功率变流器风电技术方案Fig.1ProposalofmultiphasePMSGwithhybridthree-levelfull-sizeconvertersforwindturbineVienna整流器S22L3L-NPCVSC3L-FLCVSCS3S4S1Dn1Dn2D2D3D4D1S2S3S4S1D2D3D4D1Dn1Dn2S1Dn3Dn4D2D1S1S2D1D2图22L和3L变流器一个支路的拓扑原理Fig.2Topologiesofonelegof2Land3LVSC的拓扑结构原理图，其中包括Vienna整流器、电容中点二极管钳位变流器(three-levelneutral-point-clampedvoltagesourceconverter，3L-NPCVSC)和飞跨电容三电平变流器(three-levelflying-capacitorvoltagesourceconverter，3L-FLCVSC)[6]。2不同变流器拓扑半导体功率器件的选择为了将图1的技术方案与传统三相发电机和多组2L变流器并联的方案进行比较，本文针对一个2.5MW的风电系统展开研究。根据传统的技术方案，一个2.5MW/690V的直驱风电系统可以采用4组2L整流器和4组2L逆变器并联来实现，它们公用中间的直流环节，因此每组变流器的额定相电流为523A。如果采用图1的技术方案，每组Vienna整流器和3L-NPCVSC(或者3L-FLCVSC)逆变器的相电流也是523A。表1给出了2种技术方案下功率半导体器件的等级。表1各种拓扑结构IGBT和diode的选择Tab.1SelectionofIGBTanddiodefordifferentconverters拓扑结构变流器拓扑类型变流器组数直流母线电压/V实际承压/VIGBT模块数量diode模块数量器件等级/(kV/kA)总安装容量/MVA整流器2L4100010002401.7/1.297.922L并联逆变器2L4100010002401.7/1.297.92整流器Vienna4100050012361.2/1.2120.96NPC2200010002461.7/1.2122.403L混合逆变器FLC2200010002401.7/1.297.92注：IGBT模块包含一只IGBT和一只反并联快速恢复二极管；diode模块包含2只二极管，连接为半桥结构。表1中，半导体安装容量定义为nniSUI=∑，其中Un和In分别为功率半导体器件的标称耐压和标称电流。采用本文提出的方案，虽然半导体总的安装容量仍然比较大(二极管模块数量较多)，但是IGBT的安装容量大大下降了。3变流器的调制方式及电容电压平衡控制变流器的性能与其采用的调制方式具有很大的关系，空间矢量调制(spacevectormodulation，SVM)能够实现较高的直流母线电压利用率和优良的谐波性能。文献[7-11]对Vienna和3L-NPC变流器的标准SVM调制方式进行了阐述，Vienna变流器本质上是单极性的二极管中点钳位3LVSC，因此两种变流器调制方法非常相似。3L-FLCVSC的SVM调制方式与3L-NPC完全相同，区别在于其控制飞跨电容电压平衡的方式与3L-NPC控制直流母线电容中点电压平衡的方式不同。在低压大功率风电变换系统中使用3L-NPCVSC，需要解决大电流条件下变流器电容电压平衡的问题。造成不平衡的因素包括风能波动和变流器的不理想特性引起的电容电压缓慢漂移，也包括电容电压3倍基波频率的脉动。采用图1的技术方案，电容电压的漂移需要一个电压闭环，通过控制标准SVM调制器7段开关矢量序列中冗余矢量的占空第30期曾翔君等：大功率直驱风电系统高效率变流器设计17比，向电容中点注入一个直流电流来抑制[12]；而3倍基波频率的电压脉动则能通过变流器反相并联被自动抵消，无需采用任何复杂的调制策略[13-17]。3L-FLCVSC的飞跨电容平衡控制采用on-off控制策略，其思想是通过检测飞跨电容电压偏离Udc/2(Udc为直流母线电压)的方向，在标准SVM调制器的7段开关矢量序列中动态选择冗余矢量来抑制电容电压的偏离。采用on-off策略控制飞跨电容的电压平衡没有稳定性的问题，而且对于3L-FLCVSC也不影响生成的PWM波的谐波性能[18]。4直流电容的设计和比较2L和3LVSC的直流电容(包括直流母线电容和3L-FLC的飞跨电容)主要根据开关频率纹波电压峰值的要求来进行设计。对于Vienna和3L-NPC变流器，由于图1方案通过变流器反相并联自动消除了直流母线电容中点电压的低频脉动，因此其电容值也可通过开关频率纹波电压来设计。直流电容的开关频率电压纹波取决于相电流大小、调制度、负载功率因数以及开关频率，当然还与并联的变流器组数相关。直流电容CDC与上述各种因素的关系可表述为ph,peakDCmaxswMKICUf=Δ(1)式中Iph,peak为相电流峰值；fsw为开关频率；ΔUmax为允许的纹波电压峰峰值；M为变流器并联组数；K为归一化的系数，反映了调制度和功率因数的影响，可以通过平均值等效模型来计算。K的解析表达式非常复杂，本文给出了数值计算结果，并将其绘制成曲面图，如图3所示。从图3可以看到，在同样的相电流和开关频率条件下，2L和3LVSC直流母线电容的开关频率纹波电压峰值在负载相角为90°附近时取得昀大值，而且其昀大值非常接近，因此，两种变流器在直流母线电容的容量设