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第10章几种应用设计举例§10.1小灵通基站电源设计§10.2直流电机调速§10.3基于DSP的直流电机弱磁调速示例§10.4高频弧焊电源设计返回§10.1小灵通基站电源设计小灵通(PHS)的基站基本上由市电供电，需要电力部门、基站所在单位或市民配合，电力检修或电网故障会造成服务中断，给小灵通的正常运行造成极大的困难，阻碍了小灵通的发展，严重地损害了小灵通运营商的信誉和小灵通用户的利益。通信电源典型的配电方式有市电和UPS、市电和发电机，由于小灵通基站多，不可能为每一个基站配备UPS或发电机，为了保证基站供电安全，若对基站供电采用采用远程直流供电，即市电工作正常时，利用市电供电，市电停电后，利用小灵通基站的空余线对进行直流远供，这种方式成本较低可靠性高，室外维护量小，可以保证小灵通的通讯需要。1技术指标输入电压:41-57Vdc；输入电流:5A；转换效率≥85%；输出电压:220Vdc±20%；输出电流：500mA；电压调整率：整定值±0.2%；输出纹波电压峰-峰值小于200mV；过载保护:输出功率120%额定功率时切断输出,自恢复；开路保护:输出电流≤50mA时自动关断,自恢复；2基于UC3846的电源设计DC/DC变换器主电路拓扑有正、反激式、推挽式、半桥式和全桥式等。控制芯片的种类也非常多，主要分为电流控制型与电压控制型两大类。图10-1示出了采用电流型PWM控制器的全桥DC-DC变换器的原理电路。控制电路包含两个反馈环节：峰值电流的内环反馈和输出电压的外环反馈，外环误差放大器OP的输出作为内环的给定，由于峰值电流型变换器在占空比大于0.5时会出现不稳定现象，需要斜坡补偿，在峰值电流取样信号（电感电流取样信号）上按一定的补偿系数叠加振荡器产生的震荡信号。内环和外环共同作用根据输入电压和负载的变化情况调整占空比D，保证输出电压Vo的稳定。选用全桥式DC/DC变换器作为主电路，电流型PWM控制芯片UC3846作为该系统的控制单元。123456ABCD654321DCBATitleNumberRevisionSizeBDate:4-Jan-2001SheetofFile:F:\李宏电路图\MyDesign.ddbDrawnBy:Q1Q2Q3Q4TD1D2CLVi功率级变换高频整流滤波RsCOMP参考电压VrefC1OPR1WR2逻辑及分频电路驱动电路ABA'B'C'D'A'B'C'D'Vo电流型PWM控制器R3R4斜坡补偿信号振荡器VSV2图10-1峰值电流型PWM控制的全桥DC-DC变换器的原理电路1）控制电路设计UC1846的内部结构方框图如图10-2所示，它专门设计了一个电流测定放大器，增益为3。误差放大器E/A（管脚5、6、7）输出（7脚）经二极管和0.5V偏压后送至比较器反向端，比较器同相端为三倍后的电流测量信号。注意振荡器的锯齿波信号没有输入比较器，因此比较器后增设一个锁存器。关断信号与350mV电压比较后，也送到锁存器，锁存器由锯齿波作为复位时钟脉冲。另外，振荡器具有可变死区时间控制和外同步能力。电流限制1端电平可由外电路限定，由它影响误差放大器的电压输出值。基准电压精度达1%，振荡器频率可达1MHz，因此脉宽调制器A、B输出端的工作频率可达500KHz。图10-2UC1846的内部结构方框图电流测定放大器输出由内电路限定在3.5V，因此，电流取样的入最大电压值为1.2，根据1.2V数值可以选定电流测定环节参数。当使用电阻测定电流时，阻值：IPK即为电感电流的峰值。也可以用电流传感器测量电流，得到电压加在3、4端。如果电感电流有瞬态尖峰，则应加入小电容——电阻进行滤波。UC1846的电流限制方式是它的突出优点之一，它限制尖峰电流的能力特别强，可以实现电流逐个脉冲比较，即对每个脉冲电流检测限定。图10-3示出电流测定、限制调整的工作原理。基准电压经电阻R1，R2到地，故当E/A误差放大器输出电压为VP1+0.5时（0.5V为Tr导通所需电压），晶体管将导通。因此，电流限制1端的电压给定值即给定了E/A的限幅值。此限幅值的1/3，即应为电流测定电阻Rs的电压值。因此，使比较器翻转的阀值电压为；Rs的两端电压超过VRS值时，UC1846PWM比较器将输出锁闭，相应此时的电感峰值电流为：图10-3电流测定、限定调整的工作原理振荡器的频率：RT的值从1k--500k。CT的值不能小于100P。增大CT的值，增大锯齿波下降时间，即死区增大。一般可选=1000P，如果多片UC1846工作需要同步时，则只要在一个UC1846上装上RT、CT元件，并把他的同步端连接到所有的UC1846的同步端上即可。使用时在R2两端并联电容CS可起软启动控制的作用。2）主电路设计全桥电路对角的两个功率晶体管作为一组，每组同时接通或断开，两组开关轮流工作，中间有死区，在死区时间内，四个开关将均处与断开状态。四个开关导通占空比值均相等。根据设计指标，最大输入功率：最小输入电压：41V，则最大输入脉冲电流：3）变压器变比变压器的原边电压：为POWERMOSFET开通时的最大饱和压降；VRL为导线压降。代入数值，从左到右依次为：输出电压、整流二极管压降、电感电压、线损电压降。因为输出电压为，代入数值变压器初级和次级的匝数比：4）输出滤波管的设计主电路的工作频率为100KHZ，输出整流快采用快恢复二极管，变压器次级电流最大值为5）驱动电路设计在功率变换装置中，根据主电路的结构，其功率开关器件一般采用直接驱动和隔离驱动两种方式。采用隔离驱动方式时需要将驱动电路、控制电路、主电路互相隔离，隔离驱动可分为电磁隔离和光电隔离两种方式。电磁隔离用脉冲变压器作为隔离元件，具有响应速度快（脉冲的前沿和后沿），原、副边的绝缘强度高，dv/dt共模干扰抑制能力强。但信号的最大传输宽度受磁饱和特性的限制，因而信号的顶部不易传输。而且最大占空比被限制在50％，信号的最小宽度又受磁化电流所限。光电隔离驱动方式，每路驱动都要一组辅助电源，增加了电路的复杂性，随着驱动技术的不断成熟，已有多种集成厚膜驱动器推出。如EXB840/841、EXB850/851、M57959L/AL、M57962L/AL、HR065、HCPL316等等，它们均采用的是光电隔离。IR2110是美国国际整流器公司（InternationalRectifierCompany）于1990年前后开发并投放市场至今独家生产的大功率MOSFET专用驱动集成电路。IR2110自举技术同时输出两路驱动信号,驱动逆变桥中高压侧与低压侧MOSFET，它的内部为自举工作设计了悬浮电源，悬浮电源保证了IR2110直接可用于母线电压为-4——+500V的系统中来驱动功率MOSFET。同时器件本身允许驱动信号的电压上升率达±50V/μs，芯片自身有整形功能，实现了不论其输入信号前后沿陡度如何，都可保证加到被驱动MOSFET栅极上的驱动信号前后沿很陡，因而可极大地减少被驱动功率器件的开关时间，降低开关损耗。IR2110的功耗很小，故可极大地减小应用它来驱动功率MOS器件时栅极驱动电路的电源容量。从而可减小栅极驱动电路的体积和尺寸，当其工作电源电压为15V时，其功耗仅为1.6mW。IR2110的合理设计，使其输入级电源与输出级电源可应用不同的电压值，因而保证了其输入与CMOS或TTL电平兼容，而输出具有较宽的驱动电压范围，它允许的工作电压范围为5-20V。同时，允许逻辑地与工作地之间有-5--+5V的电位差。在IR2110内部不但集成有独立的逻辑电源实现与用户脉冲匹配，而且还集成有滞后和下拉特性的施密特触发器作为输入级，保证当驱动电路电压不足时封锁驱动信号，防止被驱动功率MOS器件退出饱和区、进入放大区而损坏。可对输入的两个通道信号之间产生合适的延时，保证加到被驱动的同桥臂上的两个功率MOS器件的驱动信号之间有一互锁时间间隔，防止了被驱动的逆变桥中两个功率MOS器件同时导通，防止了直通短路的危险。IR2110的的最高工作频率较高，内部对信号的延时很小。对两个通道来说，其典型开通延时为120ns，而关断延时为94ns，且两个通道之间的延时误差不超过10ns，因而决定了IR2110可用来实现最高工作频率大于1MHz的门极驱动。IR2110的输出级采用推挽结构来驱动功率MOSFET，输出最大为2A的驱动电流，且开关速度较快，当所驱动的功率MOS器件的栅极等效电容为1000pF时，该开关时间的典型值为25ns。IR2110原理图见图10-4。从图可见，其内部集成有一个逻辑信号输入级及两个独立的、分别以高电压、低电压为基准的输出通道，它的主要构成有三个独立的施密特触发器、两个RS触发器、两个Vdd/Vcc电平转换器、一个脉冲放大环节、一个脉冲滤波环节、一个高压电平转换网络及两个或非门、六个MOS场效应晶体管、一个具有反相输出的与非门、一个反向器和一个逻辑网络。图10-4IR2110的原理图两个输出通道（上通道及下通道）的控制脉冲通过逻辑电路与输入信号相对应，当保护信号（SD）输入端为低电平时，同相输出的施密特触发器输出为低电平，两个RS触发器的置位信号无效，两或非门的输出跟随HIN及LIN变化；而当SD端输入为高电平时，因施密特触发器输出高电平，两个RS触发器置位，两或非门输出恒为低电平，HIN及LIN输入信号无效，此时即使SD变为低电平，但由于RS触发器由Q端维持高电平，两或非门输出将保持低电平，直到施密特触发器输出脉冲的上升沿到来，两个或非门才因RS触发器翻转为低电平而跟随HIN及LIN变化。由于逻辑输入级中的施密特触发器具有一定的滞后，因而整个逻辑输入级具有良好的抗干扰能力，并可接受上升时间较长的输入信号，再则逻辑电路以其自身的逻辑电源为基准，这就决定了逻辑电源可用比输出电源电压低得多的电源。为了将逻辑信号电平转变为输出驱动信号电平，片内设置两个抗干扰性能很好的Vdd/Vcc电平转换电路，该电路的逻辑地电位（Vss）和功率电路地电位（COM）之间允许有+/-5V的额定偏差，因此决定了逻辑电路不受输出驱动开关动作而产生的耦合干扰的影响。集成于片内下通道内的延时网络实现了两个通道的传输延时，此种结构简化了控制电路时间上的要求。两个通道分别应用了两个相同的推挽式低阻场效应晶体管，该两个场效应晶体管分别有两个N沟道的MOSFET驱动，因而其输出峰值电流可达2A以上。对于上通道，开通和关断脉冲分别由HIN的上升和下降沿触发，用以驱动电平转换器，转换器接着又对工作于悬浮电位上的RS触发器进行置位或复位，这便是以地电位为基准的HIN信号的电平转换为悬浮电位的过程。由于Vs端快速dV/dt瞬变产生的RS触发器的误触发可以通过一个鉴别电路与正常的下拉脉冲有效地区别开来，这样，上通道基本上可承受任意幅值的dV/dt值，并保证了上通道的电平转换电路即使在Vs端电压降到比COM端还低4V时仍能正常工作。对于下通道，由于正常时SD为低电平、Vcc不欠压，所以施密特触发器的输出跟随LIN而变化，此信号经下通道中的Vdd/Vcc电平转换器转换后加给延时网络，由延时网络延时一定的时间后加到与非门电路，其同相和反向输出分别用来控制两个互补输出级中的低阻场效应晶体管驱动级中的MOS管，当Vcc低于电路内部整定值时，下通道中的欠压检测环节输出，在封锁下通道的同时封锁上通道的脉冲产生环节，使整个芯片的输出被封锁；而当Vb欠电压时，则上通道中的欠电压检测环节输出仅封锁上通道的输出脉冲。IR2110的典型应用连接图见图10-5。通常，它的输出级的工作电源是一悬浮电源，这是通过一种自举技术由固定的电源得来的。充电二极管VD的耐压能力必须大于高于母线的峰值电压，为了减小功耗，推荐采用快恢复的二极管。DCDDC图10-5IR2110典型连接图为了向需要开关的容性负载提供瞬态电流，应用中应在Vcc和COM间、Vdd和Vss间连接两个旁路电容，这