第四章-振幅调制、解调与混频电路(120)

第4章振幅调制、解调与混频电路概述•振幅调制与解调、混频、频率调制与解调等电路是通信系统的基本组成电路。这些电路都属于频率（或频谱）变换电路。•特点：他们的共同特点是将输入信号进行频率变换，以获得具有所需频谱的输出信号。•分类：角度调制与解调电路）频谱非线性变换电路（混频电路振幅调制与解调电路频谱搬移电路将输入信号的频谱沿频率轴不失真的搬移将输入信号频谱进行特定的非线性变换4.1频谱搬移电路的组成模型振幅调制电路的功能：是在输入调制信号（包含欲传输的信息）u和未经调制的输入高频振荡（即载波）信号uc的共同作用下产生所需的振幅调制信号uo振幅调制波分类振幅调制电路uucuo）残留边带（）抑制载波的单边带（）抑制载波的双边带（）普通调幅波（VSBSSBDSBAM4.1.1振幅调制波的基本特性及其实现模型一、普通调制波1、定义：普通调幅波是高频振荡信号振幅按调制信号规律线性变化的一种振幅调制波。2、表达式：假设输入设输入调制信号为单音信号，u=Umcost=Umcos2Ft，输入高频振荡信号为uc=Ucmcosct=Ucmcos2fct并且fcF（一般满足fcF），则在不失真情况下，调幅电路的输出调幅电流为:ic=Im0(1+Macost)cosct式中，Im0＝k1Ucm是未经调制的载波电流振幅，cmmaUUkM2是调幅系数（调幅度），Ma1Im0(1+Macost)是高频振荡电流的振幅，称为调幅波的包络。Immax=Im0(1+Ma)Immim=Im0(1-Ma),载频调制频率一、普通调制波继续4、普通调幅波的波形3、普通调幅波的频谱tIMtIMtIttMIicmacmacmcamo)cos(21)cos(21coscos)cos1(0000载频上边频下边频6、普通调幅波的矢量合成图（单音调制）CIm0AB´B021maIM021maIMO7、普通调幅波的功率（单音调制）5、普通调幅波的频谱图及带宽（单音调制）返回调幅波的波形返回调幅波的频谱图返回单音调制时调幅波频谱图UoFUmfUcmffc-Ffc+FfcMaUcm21MaUcm21BW调幅波的功率平均功率P（高频周期内，单位电阻）继续PSB在Pav中的比重20min20max20020220)1()1(21)cos1()cos1(21aamaamMPPMPPIPtMPtMIP为载波电流平均功率，式中，平均功率Pav（调制信号周期内，单位电阻）的功率。为上、下边频电流产生式中，020202021)211()cos1(21PMPPPMPtdtMPPaSBSBaaavPSB在Pav中的比重返回20211aavMPPMaPminPmaxPavP0/PavPSB/Pav1041.50.6670.3330.90.013.611.4050.7120.2880.80.043.241.320.7580.2420.70.092.891.2450.8030.1970.60.162.561.180.8470.1530.50.252.251.1250.8890.1110.40.361.961.080.9260.0740.30.491.691.0450.9570.0430.20.641.441.020.9800.0120.10.811.211.0050.9950.005一、普通调制波8.复杂信号调制时的调幅波的频谱当调制信号u为非余弦周期信号时，其傅立叶级数展开式为：继续max1)cos(nnnnmtnuu式中，maxmaxnmax为最高调制角频率，max为cmaxmaxmax11010)])cos[(21)])cos[(21coscos)]cos(1[nnnncannnnncancmnnncnanmottnMttnMtIttnMIi复杂信号调制时的调幅波的频谱返回BWfc+Fminfc-Fminfc-Fmaxfc+FmaxfcUoFmaxFmin下边带上边带信号频谱ff频带宽度：BW=2Fmax一、普通调制波9.调幅电路实现模型返回AM1+a(t)AMUcm[1+a(t)]cosctUcmcosctoAM1+a(t)UCmcosct带通滤波器fc普通调幅波fcfcffU2fcfcfUfUoo窄带乘法器二、双边带和单边带1、双边带调幅波返回ttaIimoc0)cos(表达式：波形和频谱：频带宽度：BW=2FmaxAMa(t)AMUcma(t)cosctUcmcosct实现模型：双边带调幅波的波形和频谱返回二、双边带和单边带2、单边带调幅波返回下边带或上边带])cos[(])cos[(c10c10maxmaxnnnanmonnnanmotnMIitnMIi表达式：以上边带为例：)sin()(ˆ)cos()(sin)(ˆcos)(sin)sin(cos)cos(])cos[(maxmaxmaxmaxmax11001010c10nnnannnnancmcmcnnnanmcnnnanmnnnanmotnMtatnMtattaIttaIttnMIttnMItnMIi其中：a(t)中各个分量均相移90ºttaIttaIicmcmosin)(ˆcos)(00下边带：单边带调幅波的频谱返回二、双边带和单边带ccccIm0a(t)cosct的频谱Im0(t)sinct的频谱aˆIm0a(t)cosct+Im0(t)sinct的频谱aˆIm0a(t)cosct-Im0(t)sinct的频谱aˆ二、双边带和单边带实现模型：返回AMa(t)AMUcma(t)cosct-Ucmsinct90º相移网络+_i90º相移网络Ucmcosct-AMUcmsinct)(ˆta)(ˆta移相法滤波法二、双边带和单边带实现模型：返回滤波法AMa(t)iUcmcosctuo带通滤波器带通滤波器的频率特性c+maxi的频谱c-maxc4.1.2振幅解调电路和混频电路的实现模型一、振幅解调电路振幅调制波的解调，简称检波，其作用是从振幅调制波中不失真地检出调制信号来，它是调制的逆过程。检波器的输入信号和输出信号的波形关系返回2实现模型参考信号为：假设：输入的双边带信号为：1.解调原理（同步检波）ttaUucmscos)(0tUucrmrcos通过乘法器后，输出电流为：ttaUUAtaUUAttaUUAuuAicrmmMrmmMcrmmMrsM2cos)(2)(2cos)(0020通过低通滤波器后，输出正比a(t)信号4.1.2振幅解调电路和混频电路的实现模型返回一、振幅解调电路实现模型返回AMus(t)iUrmcosctuo低通滤波器cc2cOmaxus的频谱低通滤波器特性i的频谱返回同步检波同样能实现普通调幅波和单边带调制信号的解调。一、振幅解调电路实现模型对同步检波的要求：参考信号必须与输入信号严格同频、同相。假设：])cos[(tUucrmrtttaUUAuuAiccrmmMrsMcos))cos[()(0解调双边带信号时，乘法器输出电流为：滤波后输出的有用分量为：)cos()(210ttaUUAirmmM输出电流按cos(t+)变化同步检波器的优点：能解调任意的调幅波同步检波器的缺点：产生同频同相的参考信号困难，实现电路复杂。返回对普通调幅波，可采用后面讲述的一、振幅解调电路实现模型二、混频电路实现模型混频电路是外差式接收机的重要组成部分作用：将载频为fc的已调信号us不失真地变换为载频为fI的已调信号uI。其中：AMusiuLuI带通滤波器tfUtUutfUtUutftaUttaUuIImIImILLmLLmLcsmcsms2coscos2coscos2cos)(cos)(cLcLILcLcILcIfffffffffffff或上变频下变频二、混频电路实现模型返回AMusiuLuI带通滤波器ttaUUAttaUUAtttaUUAuuAicLLmsmMcLLmsmMLcLmsmMLsM)cos()(21)cos()(21coscos)(Ous的频谱c|L-c|ci的频谱L+c带通滤波器特性作业P2384-1P2384-24.2相乘器电路在频谱搬移电路中必须包含乘法器；实际乘法器是利用非线性器件的相乘作用实现的；乘法器输出含有无用的信号分量，必须接滤波器。4.2.1非线性器件在频谱搬移电路中的作用一、非线性器件的相乘作用假设非线性器件的伏安特性为:)(ufi当u=UQ+u1+u2时，在UQ附近:mmnnnnmnnnuuamnmnuuai2100210)!(!!)(其中：!)()(!1)(nUfduufdnaQnUunnQ相乘项为：2a2u1u2，其它项均为无用项。工作点输入电压一、非线性器件的相乘作用可以证明，电流i中包含的频率分量的通式为：tUutUumm222111coscos其它组合频率分量为无用分量，其产生规律为：(p+q)为偶数的组合分量是由级数中n大于或等于（p+q）的偶次方项产生的；(p+q)为奇数的组合分量是由级数中n大于或等于（p+q）的奇次方项产生的；21,qpqpmmnnnnmuuamnmni2100)!(!!有用的频率分量为：211,1假设：一、非线性器件的相乘作用减少无用相乘项及其组合频率分量的数目和幅度的方法2、从电路考虑。例如采用多个非线性器件平衡电路抵消部分无用组合频率分量，采用补偿或负反馈电路实现接近理想乘法运算。（后面讲）1、从器件特性考虑。比如选用具有平方律特性的场效应管，选择合适的静态工作点使器件工作在接近平方律的区段。（后面讲）3、从输入电压大小考虑。例如减小输入电压(u1或u2)的幅度，可有效地减小高阶相乘项及其产生的组合频率分量的幅度。二、线性时变工作状态221211222102110102100)(!21)()()!2(!2!)!(!!uuUfuuUfuUfuuannuunauauuamnmniQQQnnnnnnnnnmmnnnnm011)(nnnQuauUf0111')(nnnQunauUf0211''!2!)(nnnQuannuUf二、线性时变工作状态当u2幅度足够小时，可忽略2次以上各次方项：时变增量电导u2与i线性时变静态电流)()()()()()()()(11020211uUftguUftIutgtIuuUfuUfiQQQQi与v2之间的关系是线性的，类似于线性器件，但是它们的系数是时变的，因此将这种器件的工作状态称为线性时变。二、线性时变工作状态晶体三极管作为线性时变器件I0(t)和g(t)都是u1的函数，必然是1的周期函数，因此可用付氏级数展开：且：U1mU2m则：u2+-iC1u1+-VBB+VBB(t)-tUutUumm222111coscos假设：VBB(t)=VBB+u1为等效基极偏压，此时20)()(utgtIi二、线性时变工作状态产生的组合频率为：01101100110110000cos)(1cos)(1cos2)()(cos2)()(11ttdptggttdptIItpggduudftgtpIIuftIppppuUuppuUuQQ