高频电子线路振幅解调

第6章振幅调制、解调及混频第6章振幅调制、解调及混频6.1振幅调制6.2调幅信号的解调6.3混频6.4混频器的干扰第6章振幅调制、解调及混频6.26.2.1调幅解调的方法振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类。包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法。由于AM信号的包络与调制信号成线性关系,因此包络检波只适用于AM波。其原理框图如图6―30所示。第6章振幅调制、解调及混频图6―30包络检波的原理框图ui非线性电路(器件)低通滤波器u00fttf00F(a)(b)fc＋Ffcfc－F第6章振幅调制、解调及混频图6―31同步解调器的框图插入载波同步解调器低通滤波器uUcos(ct＋c)DSB信号SSB信号或ffc＋Ffcfc－Fffc＋F00fF0第6章振幅调制、解调及混频同步检波分为乘积型(a)和叠加型(b)两类。都需要用恢复的载波信号ur进行解调。图6―32同步检波器低通滤波器us(a)uo×ur包络检波器us(b)uo＋ur第6章振幅调制、解调及混频6.2.21．图6―33(a)是二极管峰值包络检波器的原理电路。它是由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。11cRRCC式中,ωc为输入信号的载频,在超外差接收机中则为中频ωIΩ为调制频率。在理想情况下,RC网络的阻抗Z应为()0()cZZR第6章振幅调制、解调及混频图6―33(a)原理电路(b)二极管导通(c)二极管截止uiCRVD－＋uo(a)CR－＋uo＋－ui(b)CR(c)－＋uo＋－11cRRCCωc为输入信号载频,在超外差接收机中为中频ω,IΩ为调制频率,在理想情况下,RC网络的阻抗Z应为()0()cZZR第6章振幅调制、解调及混频图6―34加入等幅波时检波器的工作过程uCU1U2uiU3uCU4tUAUB0通断断通(a)(b)(c)t000tUouoiDUav1DDCCDDCiCiDCrCuuuuuUuru很小很小充电产生反作用于二极管：时，V截止时，V再导通第6章振幅调制、解调及混频特点:(1)检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻R放电的交替重复过程。(2)由于RC时间常数远大于输入电压载波周期,放电慢,使得二极管负极永远处于正的较高的电位(二极管是一窄脉冲序列,输出电压接近于高频正弦波峰值Uo≈Um)(3)二极管电流iD包含平均分量(直流分量)Iav及高频分量。检波器输出电压Uo≈Uav第6章振幅调制、解调及混频图6―35检波器稳态时的电流电压波形0iDgDuDuD－UottiD0iDmax(a)(b)DDoiuuuu在大部分时间里为复负值：第6章振幅调制、解调及混频图6―36输入为AM信号时检波器的输出波形图t0(a)(b)t0uC(t)Uo(t)00AM()()DdcdVutUuuUut在在高频周期峰：-值附近导通第6章振幅调制、解调及混频图6―37输入为AM信号时,检波器二极管的电压及电流波形0iDuD－Uo(t)uDiDt000AM()()DdcdVutUuuUut在在高频周期峰：-值附近导通第6章振幅调制、解调及混频图6―38包络检波器的输出电路CRu(a)RgCgCRUdc(b)CR第6章振幅调制、解调及混频2．1)传输系数Kd检波器传输系数Kd或称为检波系数、检波效率,是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量。若输入载波电压振幅为Um,输出直流电压为Uo,则Kd定义为odmdCUKUUKmU(6―43a)(6―43b)第6章振幅调制、解调及混频由于输入大信号,检波器工作在大信号状态,二极管的伏安特性可用折线近似。在考虑输入为等幅波,采用理想的高频滤波,并以通过原点的折线表示二极管特性(忽略二极管的导通电压VP),则由图6―35有:000DDDDDguuiu(6―44)(6―45)式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,θ为电流通角,iD是周期性余弦脉冲,其平均分量I0为max()(1cos)DDmoDmigUUgU第6章振幅调制、解调及混频式中,α0(θ)、α1(θ)为电流分解系数。由式(6―43(a))和图6―35可得0max01max1()(sincos)()(sinsin)DmDDmDgUIiagUIia基频分量为(6―46)(6―47)cosodmUKU(6―48)第6章振幅调制、解调及混频由此可见,检波系数Kd是检波器电流iD的通角θ的函数,求出θ后,就可得Kd。由式(6―46)Uo=I0R,有(sincos)cosooDmmUIRgRUU(6―49)等式两边各除以cosθ,可得tanDgR(6―50)当θ很小时,即gDR很大时,如gDR≥50时,331ta3n3DgR代入上式，有：第6章振幅调制、解调及混频传输系数特点当电路一定时，在大信号检波器中θ仅与检波器的电路参数有关是恒定的，与输入信号大小无关。θ越小，Kd越大，并趋近于1。而θ随gDR增大而减小，因此，Kd随gDR增加而增大。实际上输出平均电压还是要小些。实际传输持性与电容C的容量有关。理想状态：通角为0第6章振幅调制、解调及混频图6―39Kd～gDR关系曲线图020406080100gDRKd0.20.40.60.81.00Kd0.20.40.60.81.0101001000gDRRC＝0RC＝5RC＝∞图6―40滤波电路对Kd的影响第6章振幅调制、解调及混频2)输入电阻Ri检波器的输入阻抗包括输入电阻Ri及输入电容Ci。输入电阻是输入载波电压的振幅Um与检波器电流的基频分量振幅I1之比值,即1miURI1max1()(sinsin)tan(sincos)tan(sincos)sincosDmDiDDiDgUIiaRggRRRg又第6章振幅调制、解调及混频图6―41检波器的输入阻抗CRisR0LC1ZiRiCi第6章振幅调制、解调及混频3333343523521231511cos2!4113311112!3!3!2!!11sin3!5!2itgRRRtRg很小时，将展开成级数：忽略高次项＝＝1-有＝，则：1-第6章振幅调制、解调及混频3．1)在二极管截止期间,电容C两端电压下降的速度取决于RC的时常数。图6―42惰性失真的波形0uCtui第6章振幅调制、解调及混频为了避免产生惰性失真,必须在任何一个高频周期内,使电容C通过R放电的速度大于或等于包络的下降速度,即()ouUttt(6―55)如果输入信号为单音调制的AM波,在t1时刻其包络的变化速度为1111cos()()sinttttmmmUtUtmUttt第6章振幅调制、解调及混频二极管停止导通的瞬间,电容两端电压uC近似为输入电压包络值,即uC=Um(1+mcosΩt)。从t1时刻开始通过R放电的速度为111011111()1[](1cos)()sin()sin11costtttRCRCCmttmoUtRCmtueUmtettRCUtmUtAmtttttuU又：代入：得到：第6章振幅调制、解调及混频实际上,不同的t1,U(t)和uC的下降速度不同,为避免产生惰性失真,必须保证A值最大时,仍有Amax≤1。故令da／dt1=0,得122maxmaxmaxcos11tmmRCmmRCm代入式(6―58),得出不失真条件如下:(6―59)(6―60)(6―61)第6章振幅调制、解调及混频图6―43底部切削失真usC－＋VDRRgCg(a)usutt00(b)(c)URUC2)底部切削失真底部切削失真又称为负峰切削失真。产生这种失真是因检波器的交直流负载不同引起的。ggRRRRRRR第6章振幅调制、解调及混频因为Cg较大,在音频一周内,其两端的直流电压基本不变,大小约为载波振幅值UC,可以看作一直流电源。它在电阻R和Rg上产生分压。在电阻R上的压降为调幅波的最小幅度为UC(1-m),要避免底部切削失真,应满足(1)RCgCCgggggRUURRRUmURRRRRRmRRRRRR（）(6―62)第6章振幅调制、解调及混频图6―44减小底部切削失真的电路C1(a)C2R2RgCgR1(b)射随器RRg12gRRRR第6章振幅调制、解调及混频4．图6―45检波器的实际电路C3放大20＋R382k－6V10kR4－Ec2AP9C1R1680RgR24.7k5100pF5100pFCg＋10C2第6章振幅调制、解调及混频根据上面诸问题的分析,检波器设计及元件参数选择的原则如下:(1)回路有载QL值要大,(2)为载波周期(3)(4)(5)000//12LRRQC11,CCCcRCTTTf0011,2mmRCRC2maxmaxmax1(1)gggmRCmRmRmRRRm第6章振幅调制、解调及混频5.除上面讨论的串联检波器外,峰值包络检波器还有并联检波器、推挽检波器、倍压检波器、视频检波器等。这里讨论并联检波器。第6章振幅调制、解调及混频图6―46(a)原理电路(b)波形(c)实际电路第6章振幅调制、解调及混频根据能量守恒原理,实际加到并联型检波器中的高频功率,一部分消耗在R上,一部分转换为输出平均功率,即222223CCaviiUUURRRRR当Uav≈UC时(UC为载波振幅)有(6―65)第6章振幅调制、解调及混频6．小信号检波指输入信号振幅在几至几十毫伏范围内的检波。这时,二极管的伏安特性可用二次幂级数近似,即一般小信号检波时Kd很小,可以忽略平均电压负反馈效应,认为2012DDDiaauau(6―66)cosDiaVimcuuuuUt(6―67)将它代入上式,可求得iD的平均分量和高频基波分量振幅为2021112aVmmIaaUIaU第6章振幅调制、解调及混频若用ΔIav=Iav-a0表示在输入电压作用下产生的平均电流增量,则2212aVaVmUIRaU(6―68)相应的Kd和Ri为211121aVdmmmiDUKaRUUURrIa(6―69)(6―70)第6章振幅调制、解调及混频若输入信号为单音调制的AM波,因Ωωc,可用包络函数U(t)代替以上各式中的Um22222222221(1cos)21(12coscos)2111[(1)2coscos2]222aVmmmUaRUmtaRUmtmtaRUmmtmt小信号检波器输出的平均电压与输入信号电压振幅的平方成正比，故将这种检波器称为平方律检波器。可以作功率指示。第6章振幅调制、解调及混频图6―47小信号检波iDQ0EQtuD0iDIav(音频成分)a0tVDuiCR＋－EQ第6章振幅调制、解调及混频图6―31同步解调器的框图插入载波同步解调器低通滤波器uUcos(ct＋c)DSB信号SSB信号或ffc＋Ffcfc－Fffc＋F00fF06.2.3同步检波第6章振幅调制、解调及混频同步检波分为乘积型(a)和叠加型(b)两类。都需要用恢复的载波信号ur进行解调。图6―32同步检波器低通滤波器us(a)uo×ur包络检波器us(b)uo＋ur第6章振幅调制、解调及混频1设输入信号为DSB信号,即us=UscosΩtcosωct,本地恢复载波ur=Urcos(ωrt+φ),这两个信号相乘coscoscos()coscoscos()1coscos[()]cos[()]2sscrrsrscrsrrcrc