高频电子线路第5章

第5章振幅调制、解调与混频电路调制、解调与混频在通信电路起何作用？处于发射机和接收机什么位置？振幅调制、解调与混频电路的输入和输出信号频谱有何特点？振幅调制、解调与混频电路如何构成？有哪些类型？如何分析振幅调制、解调与混频电路？有哪些性能参数？如何计算？5.1振幅调制的基本原理在无线电通信系统中，将信号从发射端传输到接收端时，信号的原始形式一般不适合传输，必须进行调制和解调，所谓调制是将需要传送的信息装载到某一高频振荡信号（载波）上去的过程。在接收端收到了已调波信号后，需要将载波去掉，还原成原有的信息，即调制信号，这个过程是与调制相反的过程，称为解调。调制可分为振幅调制、频率调制和相位调制，简称为调幅、调频和调相，分别对应的解调有检波、鉴频和鉴相。无线电通信发射机的组成框图振荡器高频放大器调制倍频话筒调制信号放大器载波uc调制信号uΩ已调波uAM5.1.1普通调幅波所谓调制，就是使幅度、频率、或相位随调制信号的大小而线性变化的过程。分别称为振幅调制、频率调制或相位调制，简称调幅、调频和调相。解调是调制的相反过程，即从已调波信号中恢复原调制信号的过程。与调幅、调频和调相相对应，有振幅解调、频率解调和相位解调，简称检波、鉴频和鉴相。正弦波一般可表示为：m()=cos(+)utUωt1.AM调幅波的数学表达式设：单音调制信号载波ccmc=cosuUωt调幅信号（已调波）AMmc=()cosuUtωtΩωcmcosUtΩΩu包络函数包络函数mcmfΩfΩmcmcmacm()=+()=(1+cosΩ)=(1+cosΩ)UtUktkUUtUMtUuaM称为调幅度、调幅指数或调制系数。kf为比例系数，称为调制灵敏度。2.调幅信号的波形mcma()=(1+cosΩ)UtUMta01M过调幅失真mcaVMmcVa1Ma=1Ma1M包络函数：AMcmac=(1+cosΩ)cosuUMtωtmmaxcma=(1+)UUM包络的振幅为：mmaxmminmcma-==2UUUUM调制度mcma()=(1+cosΩ)UtUMtmmincma=(1-)UUMUMUmacm包络振幅载波振幅AMcmacacmacmcmccc=(1+cosΩ)cos=cos+cos(+Ω)+cos(-Ω)22uUMtωtMUMUUωtωtωt载波分量上边带分量下边带分量Ω0ΩmUωc-ΩωcmUacm/2MU电压振幅调幅波的频谱图acm/2MUcωc+Ωω3.AM调幅波的频谱及带宽单音调幅波频谱宽度等于调制信号频率的二倍即2FFBW2AM2)多音调幅波的频谱频谱宽度是最高频率的二倍即：2πΩmaxmaxFAMmax=2BWFAMcmac=(1+cosΩ)cosuUMtωtΩ0ΩmVωc-ΩωcmVacm/2MV电压振幅调幅波的频谱图acm/2MVcωc+Ωωacmacmcmccc=cos+cos(+Ω)+cos(-Ω)22MUMUUωtωtωt将单音调幅波电压加到电阻RL两端，得调幅波各频率分量在RL上消耗的功率分别是：2cmoL1=2UPR22acmaSBoL1()2=2=22MUMPPR⑴载波功率⑵上下边带功率4.AM调幅波的功率分配2cmoL1=2UPR22acmaSBoL1()2=2=22MUMPPR⑴载波功率⑵上下边带功率结论：能量传送时，由AM传送改为边带传送可节约能量。怎样能抑制掉载波，只保留两个边带呢？当Ma最大为1时，边带功率只占整个调幅波功率的1/3。AMcmac=(1+cosΩ)cosuUMtωtacmacmcmccc=cos+cos(+Ω)+cos(-Ω)22MUMUUωtωtωt5.实现AM调幅波的数学模型AMcmac=(1+cosΩ)cosuUMtωtacmacmcmccc=cos+cos(+Ω)+cos(-Ω)22MUMUUωtωtωt在AM调制过程中，如果将载波分量抑制掉，就可形成双边带信号。DSB波数学表达式：DSBacmcacmacmcc=cosΩcos=cos(+Ω)+cos(-Ω)22uMUtωtMUMUωtωt5.1.2双边带调幅信号（DSB）DSB波的波形与频谱：双边带调制波的上下边带包含的信息相同，两个边带发射是多余的，为节省频带，提高系统的功率和频带的利用率，常采用单边带调制系统。SSB的数学表达式acmSSBccos(Ω)2MUωtuacmccos(Ω)2MUωt或上边带下边带5.1.3单边带调幅信号（SSB）SSB的波形图与频谱图调幅过程是把调制信号的频谱从低频搬移到载频的两侧，搬移过程中，频谱的结构不发生变化，属于频谱的线性搬移。{{高电平调制（主要用于AM波）基极调制二极管调制器晶体管调制器集成模拟调制器{调制方法分类低电平调制（用于AM、DSB、SSB、FM波）集电极调制}相乘器5.2振幅调制电路若一个非线性电路有两个不同频率的交流信号同时输入，如果其中一个交流信号的振幅远远小于另一个交流信号的振幅时，可以采用下面介绍的线性时变分析法来分析该电路的输出频谱分量。5.2.1非线性电路的线性时变分析法设一个非线性器件的伏安特性为i=f(u)，器件上的电压u=UQ+u1+u2，其中UQ是静态偏置电压，u1和u2都是交流信号：。如果，则可以认为器件的工作状态主要由UQ与u1决定，若在交变工作点(UQ+u1)处将输出电流i展开为幂级数，可以得到：Q12Q1Q12Q1(n)Q1()()()()()1()22n21i=fu=fU+u+u=fU+u+f'U+uu+fU+uu+L2!+fU+uu+Ln!Q12Q1Q12Q1(n)Q1()()()()()1()22n21i=fu=fU+u+u=fU+u+f'U+uu+fU+uu+L2!+fU+uu+Ln!忽略高次项，得到：0()()ItgtQ12Q1Q122()()()i=fU+u+u=fU+u+f'U+uuu其中：0()()ItgtfQ1Q1(),()=fU+uU+u0()()Itgt与分别称为电导和跨导。(1)单向正向余弦型开关函数)(1ωtK10)2ππ(2)2ππ(2nωtn)n(t)n(232220,1,2,3,n1122()=cos-cos323πKωt+ωtωt+π将波形按傅氏级数展开，表示为1()Kωt开关函数(2)单向反相余弦型开关函数1(-π)Kωt={10π3π(2π+)(2π+)22nωtnππ(2π-)(2π+)22nωtn0,1,2,3,n1122(-π)=-coscos32π3πKωtωt+ωt+将波形按傅氏级数展开，表示为1(π)Kωt(3)双向余弦开关函数2()Kωt={1-1)2ππ(2)2ππ(2nωtn)n(t)n(23222,,,,n3210211()()-(-π)Kωt=KωtKωt244()=cos-cos3π3πKωtωtωt+单向正相正弦开关函数单向反相正弦开关函数双向正弦开关函数(4)正弦型若v1(t)=V1msinω1ttωtωt)(ωK11113sin3π2sinπ221tωtω)t(ωK11113sin3π2sinπ221π-tωtωt)(ωK11123sin3π4sinπ41.二极管电路a)D1、D2为理想开关二极管b)v1同相加到D1、D2上，v2反相加到D1、D2上。c)Tr1次级与Tr2初级具有中心抽头，并上下严格对称。d)差动输出电流i=？i=iD1-iD25.2.2低电平调幅电路（1）二极管电路平衡相乘器v1(t)=V1mcosω1tv2(t)=V2mcosω2tv1为大信号，v2为小信号。V1mV2m，V1mVD(on)设：v1控制二极管D1、D2开关工作。工作原理设：V1mV2m，V1mVD(on)，若v10，D1、D2导通；若v10，D1、D2截止1211D1DL()()2Kωti=R+Rv+v12ωω211D1D2DL2()2Kωti=i-i=R+Rv1211D2DL()()2Kωti=R+Rv-v为什么是2RLi含频谱分量：ω2，ω1±ω2，3ω1±ω2……2m2L1=cos()[VωtR211211D1D2DLL2()()=-=+2KωtKωtiiiRRRvv二极管平衡相乘器输出信号的频谱图1121223131231251512512怎样实现相乘？DLRR(2)二极管环形调幅器v1=vc＝Vcmcosωctv2=vΩ＝VΩmcosΩtLDc2ΩIII2)(2-RRtωKiiivi经过LC带通滤波器中心频率ωc，BW3dB=2Ω，得输出vo为不失真的vDSB。VcmVΩm，VcmVD(on)二极管环形调幅器的电流波形(3)集成模拟相乘器调幅电路1.集电极调幅电路5.2.3高电平调幅电路要实现集电极调幅，应使放大器工作在过压区。集电极调幅的波形2.基极调幅电路要实现基极调幅，应使放大器工作在欠压区。基极调幅的波形5.3振幅检波电路检波：是从已调幅波中还原出原调制信号的过程。它是振幅调制的逆过程。检波器功能：●实现频谱线性搬移。●检波器分类5.3.1振幅检波的基本原理检波器的输入、输出波形1.电路组成vS、D、CRL三者是串联关系。电路工作在大信号状态，输入信号在1V左右。5.3.2二极管包络检波电路Lc1RωCL1RΩC条件：为什么要满足这两个条件？实际是一低通电路理想情况下：Z(ωc)=0，Z(Ω)=RL2.工作原理大信号的检波过程，主要是利用二极管的单向导电特性和检波负载RC的充放电过程。AVAVa=+Vvvv输出端电压DsAV=vv-v二极管上电压AVsmVV由于二极管导通角很小，所以t0(a)(b)t0vC(t)o(t)v输入为AM波时检波器的输出波形图3.主要性能指标AVsm=arccosVVmaxsmAVDAVDsmsmDsm=(-)=(1-)=(1-cos)IVVgVgVVgVAVmax0=()II用傅氏级数对i进行分解，其中直流分量为0sin-cos()=π(1-cos)设输入为高频等幅波ssmc=cosVωtvdcosAVsm=UU（1）电压传输系数dDsmAVmax0(sin-cos)=α()=πgVII负载RL上得到的平均电压：DLsmAVAVL(sin-cos)==πgRVVIRAVDLsm(sin-cos)==cosπVgRV两边同除得cosDL(tan-)=1πgR将其中级数展开：tan3352tan=++++3153得3DL3π=gR3DL=1π3gR流通角4.非线性失真惰性失真负峰切割失真2LiRR由能量守恒原理可知，由于很小，消耗在RD上的功率可以忽略，所以检波器输入的高频功率全部转换为输出的平均功率，而，所以有。2mi2VR2AVVRsmAVVV（2）等效输入电阻iR1)惰性失真现象：RLCL太大，放电速度跟不上包络下降的速度所致。这种现象是什么原因引起的？4.非线性失真)(1a2aL单音ΩMMCR为了避免惰性失真，应使电容C放电的速度大于或等于包络的下降速度，即11csm--d()d()ddtttttVtttv因此得到避免产生惰性失真的条件：maxamax2amaxL1ΩMMCR（多音）2)负峰切割失真（或称底部切割失真）原因：检波器与下一级级连时，必须加入隔直耦合电容Cc，Ri2为下一级负载，这样检波器的直流负载为RL，交流负载为RΩ＝RL∥Ri2，交直流负载不同，将引起底部失真。电路：RΩ＝RL∥Ri2交流负载，RL直流负载。因为Cc较大，其两端直流电压基本不变，近似等于载波振幅值Vcm，可视为一直流电源。它在电阻RL和Ri2上产生分压为：cmi2LLRLVRRRV调幅波的最小幅值为：)1(acmMV要避免底部失真应满足：cmi2LLacm)1(VRRRMV克服负峰切割