PFC电路使用UC3854的计算

PFC電路使用UC3854的計算UC3854简介图1为UC3854的内部结构框图：图1.UC3854的内部原理框图它包含了采用平均电流型功率因子校正控制全部必需的功能的单片集成电路，主要由电压放大器、模拟乘法器、电流放大器和定频率脉宽调制器组成。此外还包括有与功率MOSFET兼容的栅极驱动器、7.5V电压基准、总线预测器、加载赋能比较器、欠压检测和过流比较器。UC3854因采用平均电流型方式实现定频电流控制，故稳定性高、失真小，且无需对电流作斜率补偿就能够精确维持总线输入电流正弦化。UC3854可在输入线电压75-275V，工频50-400Hz的范围内使用。为了减少偏置电路的功耗，UC3854还具有启动电流低的特点。该器件采用16脚DIP封装，也有表面封装的产品。管脚功能介绍下面分别介绍器件的管脚功能：管脚1(GND)为接地脚，器件内部所有的电压都以该电压为基准参考。Vcc和Vref应采用0.1F或更大的陶瓷电容直接旁路到该点。定时电容的放电电流也应该回到该点，故从振荡器定时电容到“地”的引线必须尽可能的短。管脚2（PKlim）为峰值限定脚。其值为0.0V，使用时将它连接到电流传感电阻的负端，同时再用电阻和内基准相连，将负电流传感信号补偿到“地”电位。管脚3（Vcea）是电流放大器的输出端，是对输入总线电流进行传感，并且向脉宽调制器（PWM）发送电流校正信号的宽带运算放大器的输出。当需PWM输出D=0的调宽脉冲时，该脚的输出摆幅可接近为零。管脚4（Isense）为电流传感负端，它是电流放大器的负输入端。由于其输入埠对地采用了二极管保护，因此在实际应用时该埠的电位应确保高于-0.5V管脚5（Multout）为乘法器输出和电流传感正端。应该注意的是该管脚的电位也不能低于-0.5V。因为乘法器输出的是电流，该埠的输入阻抗很高，因此电流放大器可作为差分放大器配制来抑制接地噪声。管脚6（Iac）为交流电流输入端。该端口的标准电压是6V，所以，除了需要用电阻将管脚6经过整流的工频总线相连外，还应采用电阻将该埠与内基准连起来。一般后者的数值应是前者的四分之一，这样线电流的交调失真将最小。管脚7（Vvea）为电压放大器的输出。该端口是作输出电压调整用的电压放大器的输出，为了防止输出过冲，内部限定在约5.8V。当连接在该输出端的电压低于1V时，将会抑制乘法器的输出。管脚8（Vff）为总线电压有效值端。当该端口和跟输入线电压有效值正比的电压相接时，则可以对线电压的变化作出补偿。为了控制良好起见，该端口的电压应该限制在1.5V到3.5V之间。管脚9（Vref）是基准电压输出端。内部基准电压可在该端口的输出精确的7.5V基准电压和10mA电流。当器件的Vcc端（管脚15）或ENA端（管脚10）为低电平时，基准电压将维持在0V。为了提高电路的稳定性，一般应该用一只0.1F的电容将管脚9连接到“地”。管脚10（ENA）为确认端。该端口是一逻辑输入端口，当其处于高电平（大于2.5V）时，PWM输出、内部基准和振荡器将被确认。该埠还能释放软启动位，使软启埠的电位升高。确认段可作为某种故障状态下关闭电路的一种手段，也可以作开机时提供附加延迟的方法之用。该埠如不使用，要把通过22kΩ的限流电阻和Vcc相连。该管脚一般不被用作PWM输出的高速关断。管脚11（Vsense）为电压传感器端。该端口是电压放大器的负输入端，一般和反馈网络相接或通过分压网络与功率因子校正变换主回路的输出相连。管脚12（Rset）调节振荡电流和乘法器的输出设定端。埠和地之间可以通过接不同的电阻来调节振荡器的充电电流和乘法器的最大输出。乘法器的输出电流不会超过3.75V除以所接的电阻值。管脚13（SS）为软启动端。当器件因某些原因或Vcc太低而无法正常工作时，该管脚维持地电位；Vcc和器件正常情况下，该埠将被内部14A的电流源充电到8V以上。如果电位低于9脚，则起电压放大器的基准输入的作用。随着端口电压的缓慢上升，PWM的占空比逐渐增大，故障情况下软启动电容将快速放电，促使PWM无法输出。管脚14（CT）为振荡器定时电容端。该埠和地之间接入一电容，则可以设定PWM的振荡频率。一般振荡频率可按下式计算：CtRsetf*25.1管脚15（Vcc）为正电源端。正常情况，Vcc至少应为能提供20mA电流，端电压不小于17V的正电源。同时,Vcc通过旁路接地来吸收电源中由于MOSFET的门电容引起的尖刺电流。管脚16（GTDRV）为外接功率MOSFET栅极驱动信号输出端。该端口是PWM信号图腾柱输出端口，外接15齐纳二极管的话，器件可在Vcc高达35V的状态下正常工作。为防止外接功率MOSFET的栅极阻抗与该埠内部输出驱动器相互作用，造成输出信号的过冲，端口与MOSFET栅极间应该串接不小于5Ω的电阻。元器件的选择现在对系统中的元器件进行选择和计算：1．技术指针：输出功率：250W输入电压的范围：80V—270V工作频率范围：47—65Hz输出直流电压：400Vdc2.开关频率的选择：在大部分的应用中，开关频率的范围选取在20—300kHz,现在选择100kHz的开关频率3主回路电感L的选择：假定电路具有理想效率，Pin=Pmax则最大网侧输入电流峰值为min2iniPKVPi802502=4.42A电流纹波以电流峰值的20℅计，那么有△IPP=4.42×0.2=0.9A开关导通比为：D=VoVinVopeah)(=400802400=0.71当开关的切换频率确定以后，主回路的电感可由下式求得：L=LfDVinspeak0(=9.01010071.08023=0.89mH,实际应用选取1.0mH的电感4.输出电容器的选择一般在工作中，按功率的大小，每瓦约需要1--2F的电容，考虑到对电路维持时间的要求，实际电容量可按下式来计算：Co=2122VoVotPout其中Vo1为最小输出电压，如果维持时间以34ms计，最小输出电压取350V，则，Co=)350400(10342502223=450F.5.电流传感电阻Rs的选择电流传感电阻两端的电压Vrs的典型值是1.0V，则Rs可由下列公式计算得到：I(max)PK=IPK+2PI=4.42+0.45=5.0A那么，有(max)PKIVrsRs=51=0.2Ω,实取0.25Ω则此时Vrs=5.0×0.25=1.25V6.峰值限流电阻Rpk1和Rpk2的选取这两个电阻的选取应考虑峰值电流的过载量，选取过载电流为0.6A，则过载峰值电流为5.0+0.6=5.6A，此时，过载传感电压为：V)(ovldrs=I)(ovldpk×Rs=5.6×0.25=1.4V而对于Rpk1在实际应用中一般选取10KΩ阻值的电阻。则有：Rpk2=KKVrefRpkovldVrs87.15.7104.11)(实际中一般取1.8K。7．乘法器的设置乘法器是功率因子校正电路的心脏部分，乘法器的输出电压通过电流环来控制输入电流，从而得到高的功率因子。乘法器有三个输入端，分别为6、7、8管脚。输出的是电流Imo（第5脚），Imo可由三个输入的值来得到：2)1*(ImffVVreaIacKmo其中，Km＝1，Iac为乘法器的输入电流，Vff为前馈电压，而Vrea则是放大器的输出。如图20可知，前馈电压网络由3个电阻Rff1,Rff2,Rff3和两个电容Cff1,Cff2组成。当V(min)in是交流输入电压有效值时，Vin的平均值可由下式求得：9.0(min))(ininVavV。在最低交流输入时，前馈电压Vff应为1.414V；同时，Cff1两端电压约为7.5V，故由下面两个式子联立方程组有：3213)(414.1RffRffRffRffrmsVi和321)32)(5.7RffRffRffRffRffrmsVi和要求分压网络的总输入阻抗约为1M的条件即可解得：Rff1=910KK,Rff2=91K和Rff3=20K。Ravc阻值的选取可按最大输入线电压的峰值除以乘法器的最大输入电流来计算。最高峰值电压V(max)pk(max)2inV＝V382270414.1从芯片内部的指针可知，乘法器的最大输入电流I(max)ac为600A。则KKRvac620637106003826，实际上选取。偏差电阻Rb1一般是Ravc的四分之一，所以Rb1=0.25×620=155K,实际应用中选取150K的电阻。因为Imo不能大于两倍流过Rset的电流，故先求最低交流输入电压状态下乘法器的输入电流Iac,Iac=ARVvacpkin182106208026)(。则有Rset=KIac3.1010182275.3275.36,现在选取阻值为10K的电阻。另外，Rmo两端的电压必须等于最低输入交流线电压时Rs两端的电压，已知Vrs=1.25V,那么43.310182225.1(min)26acIVrsRmoK,实取3.9K。8.振荡电容Ct的选取选择的Ct可以确定开关的频率，现在已知道开关的频率为100kHz，则可以选定Ct的值：nFfRsetCts25.1101001025.125.16。9.电流误差放大器补偿在每一个开关周期内，采样电阻的电压变化量为：VVofLRsVrss110100001.025.03,而Vs的电压等于定时电容两端的电压（5.2V）那么误差放大器的增益为：Gca＝2.512.5VrsVsGca。取反馈电阻Rci=Rmo，那么Rcz＝Gca×Rci＝5.2×3.9＝20K。考虑到电流环路的截至频率：KHzKkRciVsLRczRsiVofci7.159.3001.022.52025.04002选相位容限等于45º，零点频率等于截至频率，零点补偿电容pFKKRczfCczci507201002121.选取620pF。极点频率至少须高于功率开关的切换频率的一半，则极点补偿电容为pFKKRczfCcps80201002121.选取62pF的电容。10.电压误差放大器的补偿主电路的输出电压纹波可按下式计算：VVoCofPinpkVor84.11040045012022502)(6。式中rf为工频的二次谐波频率。为了使电压误差放大器输出处的纹波电压减小到允许到数值，应按下式选择误差放大器在二次谐波频率下到增益值：VoVvaoGva纹波许可百分比）(按规定取交流输入电流的三次谐波为3℅，如果管脚7处占1.5℅，且该埠的电位对UC3854来说，△Vvao=5-1=4V.故0326.084.1)0015.04(Gva所以电压误差放大器反馈回路中的组件Cvf可按下式计算求得：FKfrRviGvaCvf08.00326.05111202121，实际上取0.047μF。因为Rvi的取值是任意的，但从实际中出发，选择Rvi＝511KΩ.利用Rvd=(Vo-Vref)=RiVref,可得到Rvd=KkVrefVoRviVref75.95.74005.7511,实际中取10KΩ。最后，根据电压环路单位增益频率，二次谐波所占总谐波失真的份量，可分别求处反馈分压电容Cff1、Cff2和Rvf的值。其中电压环路单位增益频率fvi=)4(2oCvfVvaoVoRviCPin=152105.39474505114004250K=19.1Hz。那么Rvf＝1/(2πfviCvf)=KK174,177)10471.192(19选取.总谐波失真与二次谐波的比值为：Gff=1.5/66.5=0.0227。采用二极点结构，极点频率为：fp=frGff=0.15120=18Hz.那么容易得到：Cff1=.097.0911821221FKfpRf